【導(dǎo)讀】對于需要從高輸入電壓轉(zhuǎn)換到極低輸出電壓的應(yīng)用,有不同的解決方案。一個(gè)有趣的例子是從48 V轉(zhuǎn)換到3.3 V。這樣的規(guī)格不僅在信息技術(shù)市場的服務(wù)器應(yīng)用中很常見,在電信應(yīng)用中同樣常見。
如何提高高電壓輸入、低電壓輸出的電源轉(zhuǎn)換器的效率?
對于需要從高輸入電壓轉(zhuǎn)換到極低輸出電壓的應(yīng)用,有不同的解決方案。一個(gè)有趣的例子是從48 V轉(zhuǎn)換到3.3 V。這樣的規(guī)格不僅在信息技術(shù)市場的服務(wù)器應(yīng)用中很常見,在電信應(yīng)用中同樣常見。
圖1.通過單一轉(zhuǎn)換步驟將電壓從48 V降至3.3 V。
如果將一個(gè)降壓轉(zhuǎn)換器(降壓器)用于此單一轉(zhuǎn)換步驟,如圖1所示,會出現(xiàn)小占空比的問題。占空比反映導(dǎo)通時(shí)間(當(dāng)主
開關(guān)導(dǎo)通時(shí))和斷開時(shí)間(當(dāng)主開關(guān)斷開時(shí))之間的關(guān)系。降壓轉(zhuǎn)換器的占空比由以下公式定義:
當(dāng)輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時(shí),占空比約為7%。
這意味著在1 MHz(每個(gè)開關(guān)周期為1000 ns)的開關(guān)頻率下,Q1開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間僅有70 ns。然后,Q1開關(guān)斷開930 ns,Q2導(dǎo)通。對于這樣的電路,必須選擇允許最小導(dǎo)通時(shí)間為70 ns或更短的開關(guān)穩(wěn)壓器。如果選擇這樣一種器件,又會有另一個(gè)挑戰(zhàn)。通常,當(dāng)以非常小的占空比運(yùn)行時(shí),降壓調(diào)節(jié)器的高功率轉(zhuǎn)換效率會降低。這是因?yàn)榭捎脕碓陔姼兄写鎯δ芰康臅r(shí)間非常短。電感器需要在較長的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)供電。這通常會導(dǎo)致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流,L1的電感需要相對較大。這是由于在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi),一個(gè)大電壓差會施加于圖1中的L1兩端。
在這個(gè)例子中,導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)電感兩端的電壓約為44.7 V,開關(guān)節(jié)點(diǎn)一側(cè)的電壓為48 V,輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過以下公式計(jì)算:
如果電感兩端有高電壓,則固定電感中的電流會在固定時(shí)間內(nèi)上升。為了減小電感峰值電流,需要選擇較高的電感值。然而,更高的電感值會增加功率損耗。在這些電壓條件下,ADI公司的高效率 LTM8027μModule穩(wěn)壓器在4 A輸出電流時(shí)僅實(shí)現(xiàn)80%的功率效率。
圖2.電壓分兩步從48 V降至3.3 V,包括一個(gè)12 V中間電壓。
目前,非常常見且更高效的提高功率效率的電路解決方案是產(chǎn)生一個(gè)中間電壓。圖2顯示了一個(gè)使用兩個(gè)高效率降壓調(diào)節(jié)器的級聯(lián)設(shè)置。第一步是將48 V電壓轉(zhuǎn)換為12 V,然后在第二轉(zhuǎn)換步驟中將該電壓轉(zhuǎn)換為3.3 V。當(dāng)從48 V降至12 V時(shí),LTM8027 μModule穩(wěn)壓器的總轉(zhuǎn)換效率超過92%。第二轉(zhuǎn)換步驟利用LTM4624將12 V降至3.3 V,轉(zhuǎn)換效率為90%。這種方案的總功率轉(zhuǎn)換效率為83%,比圖1中的直接轉(zhuǎn)換效率高出3%。
這可能相當(dāng)令人驚訝,因?yàn)?.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個(gè)獨(dú)立的開關(guān)穩(wěn)壓器電路。圖1所示電路的效率較低,原因是占空比較短,導(dǎo)致電感峰值電流較高。
比較單步降壓架構(gòu)與中間總線架構(gòu)時(shí),除功率效率外,還有很多其他方面需要考慮。但是,本文只打算討論功率源轉(zhuǎn)換效率的重要方面。這個(gè)基本問題的另一種解決方案是采用新型混合降壓控制器 LTC7821。它將電荷泵動作與降壓調(diào)節(jié)結(jié)合在一起。這使得占空比達(dá)到2 × VIN/VOUT,因此可以在非常高的功率轉(zhuǎn)換效率下實(shí)現(xiàn)非常高的降壓比。