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專家答疑:反激式轉(zhuǎn)換器中工程師為何“偏愛”BJT

發(fā)布時(shí)間:2014-11-05 責(zé)任編輯:sherryyu

【導(dǎo)讀】當(dāng)?shù)谝淮谓佑|使用1款BJT設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí),大家肯定很好奇為什么設(shè)計(jì)人員會(huì)使用BJT而不是FET。然而,雙極性晶體管具有較低成本和較高電壓額定值,是這些低功耗應(yīng)用的可行選項(xiàng)。原來是因?yàn)樵诨玖私怆p極性晶體管的工作情況和幾何構(gòu)造后,就可估算晶體管的傳導(dǎo)及開關(guān)損耗。
 
在USB適配器、手機(jī)充電器以及系統(tǒng)偏置電源等大量低功耗應(yīng)用中,低成本準(zhǔn)諧振/非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器是常見選擇(圖1)。這類轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)效率高,成本極低。因此為什么不考慮在自己的設(shè)計(jì)中使用雙極性節(jié)點(diǎn)晶體管(BJT)呢?
  
這樣做有兩個(gè)非常有說服力的理由:一個(gè)是BJT的成本遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于FET;另一個(gè)是BJT的電壓等級(jí)比FET高得多。這有助于設(shè)計(jì)人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應(yīng)力與功耗。使用BJT的唯一問題是許多工程師已經(jīng)習(xí)慣于FET,或是在他們的電源轉(zhuǎn)換器中從來不將BJT用作主開關(guān)(QA)。本文將探討如何估算/計(jì)算在非連續(xù)/準(zhǔn)諧振模式反激式轉(zhuǎn)換器中使用的NPNBJT的損耗。
離線高電壓BJT適配器反激電路
圖1:離線高電壓BJT適配器反激電路
  
在深入探討計(jì)算BJT損耗的方法之前,需要對(duì)雙極性晶體管模型做一個(gè)基本了解。一個(gè)雙極性晶體管的最簡單形式是一個(gè)電流控制型電流汲/開關(guān)?;鶚O(B)輸入可控制從集電極(C)流向發(fā)射極(E)的電流。圖2是NPNBJT的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個(gè)被P(正電荷原子)摻質(zhì)區(qū)隔開的N(負(fù)電荷原子)半導(dǎo)體區(qū)?;鶚O與P材料相連,而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個(gè)N區(qū)域。
BJT半導(dǎo)體(a)和原理圖符號(hào)(b)
圖2:BJT半導(dǎo)體(a)和原理圖符號(hào)(b)
  
基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)的功能與二極管類似。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)施加正電壓,會(huì)吸引N材料(與發(fā)射極(E)連接)的自由電子。這些自由電子遷移到P材料中后,會(huì)造成N材料的自由電子匱乏。N材料中的自由電子匱乏會(huì)從偏置電源(與基極和發(fā)射極相連)的負(fù)端吸引電子,形成完整電路允許電流通過。B節(jié)點(diǎn)和E結(jié)點(diǎn)的負(fù)偏置會(huì)導(dǎo)致多余電子從P材料中吸引出來。這會(huì)斷開電路,阻止電流流動(dòng),就像對(duì)二極管進(jìn)行反向偏置一樣。
  
在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置,而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時(shí),這可打開洪流柵極,允許電流流動(dòng)。連接至集電極的正偏置會(huì)吸引自由電子流向集電極端,在N材料中形成電子匱乏。這可吸引來自基極的電子,將其耗盡在N材料中?,F(xiàn)在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層,形成完整電路。集電極電流(IC)的數(shù)量可能會(huì)比基極電流(IB)多好幾個(gè)數(shù)量級(jí)。IC與IB之間的比值一般稱為晶體管的DC電流增益。在產(chǎn)品說明書中也可表達(dá)為Beta(β)或hFE。注意,在晶體管產(chǎn)品說明書中,該比值在特定條件下給出,可能會(huì)有明顯的變化。
場效應(yīng)晶體管(FET)是中間功耗范圍(30W到1KW)的熱門選擇,因?yàn)镕ET的傳導(dǎo)損耗普遍小于BJT的傳導(dǎo)損耗。但在偏置電源與適配器等15W至30W的低功耗應(yīng)用中,開關(guān)電流較小。因此,BJT可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢。但這類器件并不完美,在設(shè)計(jì)過程中需要應(yīng)對(duì)一些不足。
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在使用FET時(shí),柵極只有在柵極電容充放電時(shí)才傳導(dǎo)電流。在基極發(fā)射極結(jié)點(diǎn)處于正向偏置時(shí),BJT一直都在傳導(dǎo)。此外,在關(guān)斷飽和BJT時(shí),由于存儲(chǔ)電荷原因,有相當(dāng)一部分集電極電流會(huì)從晶體管基極流出。這與FET不同,F(xiàn)ET的柵極驅(qū)動(dòng)器從來不會(huì)出現(xiàn)FET的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅(qū)動(dòng)器帶來更多應(yīng)力。在為此類設(shè)計(jì)選擇反激式控制器時(shí),應(yīng)確保其可控制和驅(qū)動(dòng)適配器應(yīng)用中的BJT。UCC28722反激式控制器經(jīng)過專門設(shè)計(jì),可控制將BJT用作主開關(guān)的準(zhǔn)諧振/非連續(xù)反激式轉(zhuǎn)換器。該反激式控制器的驅(qū)動(dòng)器電路詳見圖3。
控制器基極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部電路
圖3:控制器基極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部電路
  
要計(jì)算此類低功耗反激式應(yīng)用中BJT的功耗情況,需要基本了解BJT的波形(圖4)。注意,BJT集電極電壓(VC)、集電極電流(IC)以及電流傳感電阻器電壓(VRCS)可被截?cái)?WUSB適配器。基極電流(IB)和輸出二極管電流(IDC)只是畫出來表現(xiàn)對(duì)應(yīng)的電流,可能不是實(shí)際量級(jí)。
準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器中BJT的開關(guān)波形
圖4:準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器中BJT的開關(guān)波形
 
在t1時(shí)間段的起點(diǎn),集電極電流為0?;鶚O使用19mA的最小驅(qū)動(dòng)電流(IDRV(MIN))驅(qū)動(dòng),該電流可逐步遞增至37mA的最大驅(qū)動(dòng)電流(IDRV(MAX))。由于集電極電流是從0開始的,因此在開關(guān)周期的起點(diǎn)為基極提供最大驅(qū)動(dòng)電流既沒必要,也無效率。開關(guān)保持導(dǎo)通,直至達(dá)到最大驅(qū)動(dòng)電流為止,該最大驅(qū)動(dòng)電流可通過控制器控制律確定。初級(jí)電流通過電流傳感電阻器(RCS)感應(yīng)。在t1時(shí)間段內(nèi),變壓器(T1)通電,BJT驅(qū)動(dòng)到飽和狀態(tài)。一旦在t1終點(diǎn)達(dá)到所需電流時(shí),就可通過FET將BJT的基極拉低。此時(shí),所有的集電極電流都將流出晶體管基極,注入DRV控制器引腳(IDRV)。
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反向恢復(fù)與基極電流的耗盡
  
在t2時(shí)間段,基極集電極結(jié)點(diǎn)進(jìn)入反向恢復(fù),晶體管保持導(dǎo)通,直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意,該時(shí)間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導(dǎo)通,集電極電流的量級(jí)大致保持不變。該時(shí)間段也稱為BJT存儲(chǔ)時(shí)間(tS),可在器件的產(chǎn)品說明書上查到。
  
存儲(chǔ)時(shí)間結(jié)束、t3開始時(shí),晶體管開始關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)間段內(nèi),晶體管PN兩個(gè)結(jié)點(diǎn)都進(jìn)入了反向恢復(fù)。在晶體管關(guān)斷,集電極電流將耗盡時(shí),基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高,直至器件完全關(guān)斷。當(dāng)BJT完全關(guān)斷時(shí),集電極電壓達(dá)到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。
  
在t4時(shí)間段內(nèi),能量不僅提供給二次繞組,而且二極管DG開始傳導(dǎo),從而可為輸出提供能量。當(dāng)變壓器的能量耗盡時(shí),集電極電壓開始圍向接地。該電壓可通過輔助繞組的匝數(shù)比(NA/NP)傳感。當(dāng)控制器觀察到變壓器失電,就可增加t5延遲來實(shí)現(xiàn)谷值開關(guān)。注意,圖4中的波形只是一個(gè)截圖,此時(shí)轉(zhuǎn)換器工作在近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下,正在進(jìn)行谷值開關(guān)。控制器不僅可調(diào)節(jié)初級(jí)電流的頻率和幅度,而且還可驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入非連續(xù)模式,從而可控制占空比。這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比發(fā)生在轉(zhuǎn)換器工作在設(shè)計(jì)設(shè)定的近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下時(shí)。
  
估算BJT中傳導(dǎo)及開關(guān)損耗的計(jì)算方法與二極管類似。基極、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進(jìn)行建模,與二極管正向電壓類似。平均電流可用來估算平均傳導(dǎo)損耗。在本應(yīng)用中,計(jì)算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計(jì)算不僅使用基本幾何原理,而且還有清楚的記錄。主要差別在于BJT具有電荷存儲(chǔ)延遲(tS)。BJT晶體管的基極需要在器件開始關(guān)斷之前,移除一定數(shù)量的存儲(chǔ)電荷(QS)。這就需要知道如何計(jì)算PN結(jié)點(diǎn)的反向恢復(fù)電荷(QR)。反向恢復(fù)電荷是指讓半導(dǎo)體器件停止傳導(dǎo)所需的反向電荷數(shù)量。
  
為了計(jì)算BJT開關(guān)(QA)的損耗,我們來看看使用NPN晶體管(工作在115VRMS輸入下)的5WUSB反激式轉(zhuǎn)換器。詳細(xì)規(guī)范見表1。峰值集電極電流(IC(PK)通過控制器限制為360mA,轉(zhuǎn)換器最高頻率(fMAX)按設(shè)計(jì)限制在70KHz。在115VRMS輸入的滿負(fù)載情況下,該轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率(fAVG)為56KHz。根據(jù)最低輸入電壓,轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)采用的最大占空比(DMAX)為52%。在該輸入條件下,最高集電極電壓(VC(MAX))為250V。
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晶體管損耗估算
  
估算晶體管損耗,需要估算圖4中所示的各個(gè)時(shí)間段。t1時(shí)間段是最大占空比的時(shí)長,對(duì)于本設(shè)計(jì)示例而言大約是7.4us。
集電極反向恢復(fù)電荷(Qr)數(shù)量可用來估算開關(guān)損耗時(shí)間段t3。根據(jù)BJT產(chǎn)品說明書,參數(shù)Qr的計(jì)算結(jié)果為36nC。
我們通過評(píng)估5W設(shè)計(jì),將時(shí)間估算準(zhǔn)確性與實(shí)際時(shí)間進(jìn)行了對(duì)比。
  
測量到的t1時(shí)間是6.5us,比估算結(jié)果低2.4%。存儲(chǔ)時(shí)間是660ns(t2=ts),大約比估算值低11%。測得的集電極上升時(shí)間(t3=tR)是210ns,大約比估算值高5%。根據(jù)t1到t3的測量時(shí)間計(jì)算出的功耗PQA增大到了544mW,比估算功耗高4.6%。注意這些計(jì)算依據(jù)的是產(chǎn)品說明書的平均存儲(chǔ)時(shí)間和反向恢復(fù)時(shí)間。實(shí)際時(shí)間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見,設(shè)計(jì)人員應(yīng)為其總體BJT損耗估算值增加20%的裕度。
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