最近在網(wǎng)上看到很多人都在討論Flyback的次級側(cè)整流二極管的RC尖峰吸收問題,覺得大家在處理此類尖峰問題上仍過于傳統(tǒng),其實(shí)此處用RCD吸收會比用RC吸收效果更好,用RCD吸收,其整流管尖峰電壓可以壓得更低(合理的參數(shù)搭配,可以完全吸收,幾乎看不到尖峰電壓),而且吸收損耗也更小。
圖 整流二極管電壓波形(RC吸收)
圖 整流二極管電壓波形(RCD吸收)
從這兩張仿真圖看來,其吸收效果相當(dāng),如不考慮二極管開通時(shí)高壓降,可以認(rèn)為吸收已經(jīng)完全。
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此處的RCD吸收設(shè)計(jì),可以這樣認(rèn)為:為了吸收振蕩尖峰,C應(yīng)該有足夠的容值,已便在吸收尖峰能量后,電容上的電壓不會太高,為了平衡電容上的能量,電阻R需將存儲在電容C中的漏感能量消耗掉,所以理想的參數(shù)搭配,是電阻消耗的能量剛好等于漏感尖峰中的能量(此時(shí)電容C端電壓剛好等于Uin/N+Uo),因?yàn)槁└屑夥迥芰坑泻芏嗖淮_定因素,計(jì)算法很難湊效,所以下面介紹一種實(shí)驗(yàn)方法來設(shè)計(jì)。
1.選一個(gè)大些的電容(如100nF)做電容C,D選取一個(gè)夠耐壓>1.5*(Uin/N+Uo)的超快恢復(fù)二極管(如1N4148;
2.可以選一個(gè)較小的電阻10K,1W電阻做吸收的R;
3.逐漸加大負(fù)載,并觀察電容C端電壓與整流管尖峰電壓;
如C上電壓紋波大于平均值的20%,需加大C值;
如滿載時(shí),C端電壓高于Uin/N+Uo太多(20%以上,根據(jù)整流管耐壓而定),說明吸收太弱,需減小電阻R;
如滿載時(shí),C上電壓低于或等于Uin/N+Uo,說明吸收太強(qiáng),需加大電阻R;
如滿載時(shí)C上電壓略高于Uin/N+Uo(5%~10%,根據(jù)整流管耐壓而定),可視為設(shè)計(jì)參數(shù)合理;
在不同輸入電壓下,再驗(yàn)證參數(shù)是否合理,最終選取合適的參數(shù)。
我們再看看兩種吸收電路對應(yīng)的吸收損耗問題(以Flyback為例):
采用RC吸收:C上的電壓在初級MOS開通后到穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓為Vo+Ui/N,(Vo為輸出電壓,Ui輸入電壓,N為變壓器初次級匝比),因?yàn)槲覀冊O(shè)計(jì)的RC的時(shí)間參數(shù)遠(yuǎn)小于開關(guān)周期,可以認(rèn)為在一個(gè)吸收周期內(nèi),RC充放電能到穩(wěn)態(tài),所以每個(gè)開關(guān)周期,其吸收損耗的能量為:次級漏感尖峰能量+RC穩(wěn)態(tài)充放電能量,近似為RC充放電能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量,每個(gè)周期充一次放一次),所以RC吸收消耗的能量為 fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V輸入,20V輸出,變壓器匝比為5,開關(guān)頻率為100K,吸收電容為2.2nF為例,其損耗的能量為 2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w。
采用RCD吸收,因?yàn)椴捎肦CD吸收,其吸收能量包括兩部分,一部分是電容C上的DC能量,一部分就是漏感能量轉(zhuǎn)換到C上的尖峰能量,因?yàn)槁└蟹浅P?,其峰值電流由不可能太大,所以能量也非常有限,相對來講,只考慮R消耗的直流能量就好了,以上面同樣的參數(shù),C上的直流電壓為Vo+Ui/N=80V,電阻R取47K,其能量消耗為0.14W,相比上面的1.4W,“低碳”效果非凡。
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再談?wù)勥@兩種吸收電路的特點(diǎn)及其他吸收電路:
RC吸收:吸收尖峰的同時(shí)也將變壓器輸出的方波能量吸收,吸收效率低,損耗大,但電路簡單,吸收周期與開關(guān)頻率一致,可以用在低待機(jī)功耗電路中。
RCD吸收:適合所有應(yīng)用RC吸收漏感尖峰的地方(包括正激、反激、全橋、半橋等拓?fù)?吸收效率較RC高,但是存在一直消耗電容(一般比較大)儲存的能量的情況,不適合應(yīng)用在低待機(jī)功耗電路中(包括初級MOS管的漏感吸收);
再討論一下ZENER吸收:可以應(yīng)用于初級MOS漏感尖峰吸收,次級整流管電壓尖峰吸收,還可應(yīng)用于低待機(jī)功耗電路,吸收效率最高,成本高,但ZENER穩(wěn)壓參數(shù)變化較大,需仔細(xì)設(shè)計(jì)。
整流管的反向恢復(fù)只會出現(xiàn)在連續(xù)工作模式中,斷續(xù)工作模式的電源拓?fù)?,都不會存在整流管的反向恢?fù)問題;
整流管的電容效應(yīng)及次級雜散電容與次級漏感會引起振蕩,這種振蕩在整流管大的dv/dt(變壓器連整流管端電壓變化率)和二極管反向恢復(fù)電流(連續(xù)模式)影響下,表現(xiàn)為變壓器輸出端+輸出電壓通過次級漏感與整流管等雜散電容的諧振,從而引起整流管反向電壓尖峰。
通俗來講,二極管的反向恢復(fù)指正在導(dǎo)通的二極管從導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換為反向截至狀態(tài)的一個(gè)動(dòng)態(tài)過程,這里有兩個(gè)先決條件:二極管在反向截至之前要有一定正向電流(電流大小影響到反向恢復(fù)的最大峰值電流及恢復(fù)時(shí)間,本來已截至的狀態(tài)不在此列,故只有連續(xù)模式才存在反向恢復(fù)問題);為滿足二極管快速進(jìn)入截至狀態(tài),會有一個(gè)反向電壓加在二極管兩端(這個(gè)反向電壓的大小也影響已知二極管的反向恢復(fù)電流及恢復(fù)時(shí)間)。所以看有無反向恢復(fù)問題,可以對比其是否具備這兩個(gè)條件。
準(zhǔn)諧振電路的好處是將斷續(xù)模式整流二極管最大的端變化電壓N*Uo+Uo變成N*Uo-Uo,減小了其整流二極管在初級MOS管開通時(shí)的電壓變化率,從而減少了漏感振蕩的激勵(lì)源,降低其產(chǎn)生的振蕩尖峰,如幅值不影響整流管耐壓安全,完全可以省去RC等吸收電路。
這里簡約說一下,不管是RCD吸收還是ZVS吸收,其N*Vo/Vclamp(N為變壓器初次級匝比,Vo為輸出電壓,Vclamp為嵌位電壓)越小,吸收的損耗就越小(這里不考慮RCD吸收中的D二極管反向恢復(fù)期間回灌的能量),如果等于0,那損耗就是0.5*Lleakage*Ip^2*fsw,這個(gè)是極限值,也就是說實(shí)際的吸收損耗肯定會大于這個(gè)數(shù),要想降低吸收損耗,在滿足MOS耐壓和EMI要求下,提高吸收點(diǎn)電壓就可以降低吸收損耗。
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