你的位置:首頁 > 電路保護 > 正文

詳細解析電流采樣電路的設計

發(fā)布時間:2018-01-22 責任編輯:lina

【導讀】文中研制了一套模擬并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng),實現(xiàn)了頻率跟蹤、最大功率跟蹤、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應等功能;采用Atmega16高速單片機,實現(xiàn)了內(nèi)部集成定時、計數(shù)器功能;利用定時器T/C2的快速PWM功能,實現(xiàn)SPWM信號的產(chǎn)生;采用T/C1的輸入捕獲功能,實現(xiàn)了頻率相位監(jiān)測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓、輸出電流等物理量的檢測與控制。


電流采樣電路的設計
 
文中研制了一套模擬并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng),實現(xiàn)了頻率跟蹤、最大功率跟蹤、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應等功能;采用Atmega16高速單片機,實現(xiàn)了內(nèi)部集成定時、計數(shù)器功能;利用定時器T/C2的快速PWM功能,實現(xiàn)SPWM信號的產(chǎn)生;采用T/C1的輸入捕獲功能,實現(xiàn)了頻率相位監(jiān)測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓、輸出電流等物理量的檢測與控制。
 
 
1 整體方案設計
設計采用Atmega16單片機為主體控制電路,工作過程為:與基準信號同頻率、同相位正弦波經(jīng)過SPWM調(diào)制后,輸出正弦波脈寬調(diào)制信號,經(jīng)驅(qū)動電胳放大,驅(qū)動H橋功率管工作,經(jīng)過濾波器和工頻變壓器產(chǎn)生于基準信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中,過流、欠壓保護由硬件實現(xiàn),同步信號采集、頻率的采集、控制信號的輸出等功能,均由Atmega16完成。系統(tǒng)總體設計框圖如圖1所示。
 
 
圖一:系統(tǒng)樞圖
 
2 硬件電路設計
硬件電路設計分為DC/AC驅(qū)動電路、DC/AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1,電路原理如圖2所示。
 
 
圖二:ACDC轉(zhuǎn)換電路
 
是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成,其中P3和P4是控制信號輸入端,R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度,集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節(jié)的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數(shù),集電極pn結(jié)的寄生電容無法改變,只有通過改變R1和R2的值來改變時間常數(shù),所以R1和R2值越小,Q3和Q4的集電極電流就越大;RC的充電時間常數(shù)越小,波形的上升沿越陡峭,而增加集電極電流,會增加系統(tǒng)的功耗,權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。其次,射級pn結(jié)的寄生電容也會影響Q3和Q4的關(guān)斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅(qū)動電路中各加了一個放電回路,即拉地電阻R5和R6,R5和R6的引入,加快了Q3和Q4的關(guān)閉速度,這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不損壞的條件下,基極的電流也是越大越好,但也會帶來損耗問題,權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。關(guān)于兩個電阻的取值,這里假設三極管的放大倍數(shù)為β,基極電流Ib,集電極電流Ic,流過R5的電流為I5,流過R3的電流為I3,R3的壓降為V3,驅(qū)動信號為V,R5的壓降為V5,有
 
 
實際中R3和R5應該比計算值小,這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態(tài),提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
 
2.2 DC-AC電路  
是由兩只p溝道MOSFET。Q1、Q2和兩只n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這里沒有采用4只n溝道MOSFET,原因是驅(qū)動電路復雜,如果采用上面的驅(qū)動電路接近電源的兩個導體管不能完全導通,發(fā)熱量為接近地一側(cè)導體管4倍以上,功耗增加,所以采用對管逆變即減小了功耗,而且驅(qū)動電路簡單。通過控制4個導體管的開關(guān)速度再通過低通濾波器即可實現(xiàn)DC/AC功能。
 
2.3 濾波電路  
兩個肖特基整流二極管1N5822為續(xù)流二極管,這里為防止產(chǎn)生負電壓,C2、C3、C4、C5、L1、L2組成低通濾波器,其中C5、C6為瓷片電容,C2、C3用電解電容,充放電電流可以流進地,L1、L2為帶鐵芯的電感,帶鐵芯的電感對高頻的抑制比空心電感更好,電感值更高。關(guān)于參數(shù)的選取和截止頻率的計算如下
 
 
3 采樣電路
 
3.1 電流采樣電路的設計  
由于終端負載一定,所以電流采樣實際等同于一個峰值檢測的過程,此電路實際是一個峰值檢測電路,P3為信號的2個輸入端,調(diào)整R10,R11和R17、R18取值來實現(xiàn)峰值測功能,電路中的阻值并不準確,需要實際中根據(jù)信號的幅值來調(diào)整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的電流為模擬比較器內(nèi)部偏置電流的10倍以上,電阻的阻值盡可能大,這樣既減小了功耗也保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。Y3采用模擬比較器LM393,LM393內(nèi)部為開集電極輸出,應用的時候輸出端要接一個上拉電阻,電路如圖3所示。
 
 
圖三:電流采樣電路
 
3.2 MPPT采樣電路  
在光伏系統(tǒng)中,通常要求太陽能電池的輸出功率始終最大,系統(tǒng)要能跟蹤太陽電池輸出的最大功率點。如果負載不能工作在電池提供的最大功率點,就不能充分利用在當前條件下電池所能提供的最大功率。因此,必須在太陽能電池和負載之間加入阻抗變換器,使得變換后的工作點正好和太陽能電池的最大功率點重合,使太陽能電池以最大功率輸出,這就是太陽能電池的最大功率跟蹤。即最大功率跟蹤MPPT,是本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置研究的一個重要方向。由于光伏電池的最大功率輸出點是隨光強、負載和溫度變化的。為充分利用太陽能,系統(tǒng)必須實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬采用恒定電壓控制方法,其優(yōu)點是簡單易行,且可以跟蹤最大功率點。電路的工作原理:本模塊電路的核心也是模擬比較器LM393,TL431提供7.5 V的基準電壓,在這里基準電壓取值建議≥7.5 V,取值可以比7.5 V稍大,以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性,應保證流過R3、R9的電流為模擬比較器LM393偏置電流的10倍以上,R3、R9的取值盡可能大。R1、R2并聯(lián)是為了調(diào)試方便,現(xiàn)實中很難找到阻值很合適的電阻,滑動變阻器昂貴,所以用兩個電阻并聯(lián)調(diào)試效果比較理想。假設R為R1、R2并聯(lián)值,流過R的電流為I,則有
 
 
式(9)中的,可以認為是TL431的灌電流的最小值,流過R6的電流和模擬比較器LM393的偏置電流忽略不計。R6和R13阻值選取,應參考TL431內(nèi)部1腳的偏置電流,流過R6和R13的電流應該10倍于TL431內(nèi)部1腳的偏置電流,在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下盡量減小功耗。  
輸出用了光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離,防止主電路干擾控制電路,R4和R5的取值太大影響穩(wěn)定性,取值太小則使流過R4、R5的電流大功耗增加甚至損壞器件?! ?/div>
模擬比較器LM393的正相輸入端3腳位固定電壓7.5 V,正常狀態(tài)下PD4采集到的為高電平,當2腳的電壓高于7.5 V時輸出端1腳輸出低電平,光耦導通,PD4采集到的為低電平開始處理SPWM信號調(diào)整輸出阻抗來實現(xiàn)恒電壓跟蹤,最終實現(xiàn)最大功率點跟蹤。電路如圖4所示。
 
 
3.3 欠壓采樣電路設計  
如圖5與圖4電路相似,模擬比較器的反相輸入端為基準電壓7.5 V,而R22換成電位器,目的是為了便于調(diào)整使本裝置適用于不同欠壓值控制。輸出采用光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離,防止主電路干擾控制電路,R22、R24的取值太大影響穩(wěn)定性,取值太小則使流過R22、R24的電流大功耗增加甚至損壞器件,R21、R23的取值大小參見4N25的輸入輸出特性曲線?! ?/div>
模擬比較器LM393的反相輸入端6腳位固定電壓7.5 V,正常狀態(tài)下欠壓采樣輸出為高電平,當5腳電壓<7.5 V時,輸出端7腳輸出為低電平,光耦導通,欠壓輸出端采集到的低電平欠壓保護電路開始工作,切斷主電路供電,實現(xiàn)欠壓保護。
 
4 欠壓過流保護電路設計電路
如圖6所示,當系統(tǒng)正常工作時,此過流保護的輸入端過流信號和欠壓即CD4011的1腳和2腳,檢測到的信號都是高電平,C04011的3腳輸出低電平,經(jīng)過U10B和U10C兩級反相最終CD4011的10腳輸出低電平,三極管2N3904截止,繼電器常閉端處于導通狀態(tài),系統(tǒng)處于正常工作狀態(tài)。當輸出流過負載的電流過大或者輸入電壓不足時低電平觸發(fā)CD4011的1腳2腳,這時候3腳輸出高電平,電容C10充電經(jīng)過U10B和U10C兩級反相后10腳輸出高電平,三極管2N3904導通,繼電器的常閉端斷開,主電路停止供電,處于保護狀態(tài)。由于主電路電源被切斷U10A的輸入端檢測到高電平,3腳輸出低電平,由于CD4011的高輸入阻抗和開關(guān)二極管D6單向?qū)ㄗ饔?,C10的電荷只能通過R27釋放,當U10B的輸入端電位低于門限電壓,經(jīng)過U10B和U10C兩級反相后,三極管2N3904關(guān)閉,主電路開始供電。這樣實現(xiàn)了系統(tǒng)過流、欠壓故障排除后,裝置自動恢復為正常狀態(tài)?! ?/div>
此部分電路的設計采用雙輸入四與非門CD4011做反相器、開關(guān)二極管D6、電阻R27、電解電容C10、三極管2N3904和繼電器。R26的選取由繼電器的驅(qū)動電流和2N3904的放大倍數(shù)β來決定,過小則增加功耗,過大則不能驅(qū)動繼電器。R27和C10的放電時間就是系統(tǒng)過流欠壓保護后檢測的間隔時間。時間T=2×R27×C10。
 
 
圖6:欠壓過流保護電路設計
 
特別推薦
技術(shù)文章更多>>
技術(shù)白皮書下載更多>>
熱門搜索
?

關(guān)閉

?

關(guān)閉