接地?zé)o疑是系統(tǒng)設(shè)計(jì)中最為棘手的問題之一。盡管它的概念相對(duì)比較簡單，實(shí)施起來卻很復(fù)雜，遺憾的是，它沒有一個(gè)簡明扼要可以用詳細(xì)步驟描述的方法來保證取得良好效果，但如果在某些細(xì)節(jié)上處理不當(dāng)，可能會(huì)導(dǎo)致令人頭痛的問題。

對(duì)于線性系統(tǒng)而言，“地”是信號(hào)的基準(zhǔn)點(diǎn)。遺憾的是，在單極性電源系統(tǒng)中，它還成為電源電流的回路。接地策略應(yīng)用不當(dāng)，可能嚴(yán)重?fù)p害高精度線性系統(tǒng)的性能。

對(duì)于所有模擬設(shè)計(jì)而言，接地都是一個(gè)不容忽視的問題，而在基于PCB的電路中，適當(dāng)實(shí)施接地也具有同等重要的意義。幸運(yùn)的是，某些高質(zhì)量接地原理，特別是接地層的使用，對(duì)于PCB環(huán)境是固有不變的。由于這一因素是基于PCB的模擬設(shè)計(jì)的顯著優(yōu)勢(shì)之一，我們將在本文中對(duì)其進(jìn)行重點(diǎn)討論。

我們必須對(duì)接地的其他一些方面進(jìn)行管理，包括控制可能導(dǎo)致性能降低的雜散接地和信號(hào)返回電壓。這些電壓可能是由于外部信號(hào)耦合、公共電流導(dǎo)致的，或者只是由于接地導(dǎo)線中的過度IR壓降導(dǎo)致的。適當(dāng)?shù)夭季€、布線的尺寸，以及差分信號(hào)處理和接地隔離技術(shù)，使得我們能夠控制此類寄生電壓。

我們將要討論的一個(gè)重要主題是適用于模擬/數(shù)字混合信號(hào)環(huán)境的接地技術(shù)。事實(shí)上，高質(zhì)量接地這個(gè)問題可以—也必然—影響到混合信號(hào)PCB設(shè)計(jì)的整個(gè)布局原則。

目前的信號(hào)處理系統(tǒng)一般需要混合信號(hào)器件，例如模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和快速數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)。由于需要處理寬動(dòng)態(tài)范圍的模擬信號(hào)，因此必須使用高性能ADC和DAC。在惡劣的數(shù)字環(huán)境內(nèi)，能否保持寬動(dòng)態(tài)范圍和低噪聲與采用良好的高速電路設(shè)計(jì)技術(shù)密切相關(guān)，包括適當(dāng)?shù)男盘?hào)布線、去耦和接地。

過去，一般認(rèn)為“高精度、低速”電路與所謂的“高速”電路有所不同。對(duì)于ADC和DAC，采樣（或更新）頻率一般用作區(qū)分速度標(biāo)準(zhǔn)。不過，以下兩個(gè)示例顯示，實(shí)際操作中，目前大多數(shù)信號(hào)處理IC真正實(shí)現(xiàn)了“高速”，因此必須作為此類器件來對(duì)待，才能保持高性能。DSP、ADC和DAC均是如此。

所有適合信號(hào)處理應(yīng)用的采樣ADC（內(nèi)置采樣保持電路的ADC）均采用具有快速上升和下降時(shí)間（一般為數(shù)納秒）的高速時(shí)鐘工作，即使呑吐量看似較低也必須視為高速器件。例如，中速12位逐次逼近型(SAR) ADC可采用10 MHz內(nèi)部時(shí)鐘工作，而采樣速率僅為500 kSPS。

Σ-Δ型ADC具有高過采樣比，因此還需要高速時(shí)鐘。即使是高分辨率的所謂“低頻”工業(yè)測(cè)量ADC（例如AD77xx-系列）吞吐速率達(dá)到10 Hz至7.5 kHz，也采用5 MHz或更高時(shí)鐘頻率工作，并且提供高達(dá)24位的分辨率。

更復(fù)雜的是，混合信號(hào)IC具有模擬和數(shù)字兩種端口，因此如何使用適當(dāng)?shù)慕拥丶夹g(shù)就顯示更加錯(cuò)綜復(fù)雜。此外，某些混合信號(hào)IC具有相對(duì)較低的數(shù)字電流，而另一些具有高數(shù)字電流。很多情況下，這兩種類型的IC需要不同的處理，以實(shí)現(xiàn)最佳接地。

數(shù)字和模擬設(shè)計(jì)工程師傾向于從不同角度考察混合信號(hào)器件，本文旨在說明適用于大多數(shù)混合信號(hào)器件的一般接地原則，而不必了解內(nèi)部電路的具體細(xì)節(jié)。

通過以上內(nèi)容，顯然接地問題沒有一本快速手冊(cè)。遺憾的是，我們并不能提供可以保證接地成功的技術(shù)列表。我們只能說忽視一些事情，可能會(huì)導(dǎo)致一些問題。在某一個(gè)頻率范圍內(nèi)行之有效的方法，在另一個(gè)頻率范圍內(nèi)可能行不通。另外還有一些相互沖突的要求。處理接地問題的關(guān)鍵在于理解電流的流動(dòng)方式。

星型接地
“星型”接地的理論基礎(chǔ)是電路中總有一個(gè)點(diǎn)是所有電壓的參考點(diǎn)，稱為“星型接地”點(diǎn)。我們可以通過一個(gè)形象的比喻更好地加以理解—多條導(dǎo)線從一個(gè)共同接地點(diǎn)呈輻射狀擴(kuò)展，類似一顆星。星型點(diǎn)并不一定在外表上類似一顆星—它可能是接地層上的一個(gè)點(diǎn)—但星型接地系統(tǒng)上的一個(gè)關(guān)鍵特性是：所有電壓都是相對(duì)于接地網(wǎng)上的某個(gè)特定點(diǎn)測(cè)量的，而不是相對(duì)于一個(gè)不確定的“地”（無論我們?cè)诤翁幏胖锰筋^）。

雖然在理論上非常合理，但星型接地原理卻很難在實(shí)際中實(shí)施。舉例來說，如果系統(tǒng)采用星型接地設(shè)計(jì)，而且繪制的所有信號(hào)路徑都能使信號(hào)間的干擾最小并可盡量避免高阻抗信號(hào)或接地路徑的影響，實(shí)施問題便隨之而來。在電路圖中加入電源時(shí)，電源就會(huì)增加不良的接地路徑，或者流入現(xiàn)有接地路徑的電源電流相當(dāng)大和/或具有高噪聲，從而破壞信號(hào)傳輸。為電路的不同部分單獨(dú)提供電源（因而具有單獨(dú)的接地回路）通常可以避免這個(gè)問題。例如，在混合信號(hào)應(yīng)用中，通常要將模擬電源和數(shù)字電源分開，同時(shí)將在星型點(diǎn)處相連的模擬地和數(shù)字地分開。

單獨(dú)的模擬地和數(shù)字地
事實(shí)上，數(shù)字電路具有噪聲。飽和邏輯（例如TTL和CMOS）在開關(guān)過程中會(huì)短暫地從電源吸入大電流。但由于邏輯級(jí)的抗擾度可達(dá)數(shù)百毫伏以上，因而通常對(duì)電源去耦的要求不高。相反，模擬電路非常容易受噪聲影響—包括在電源軌和接地軌上—因此，為了防止數(shù)字噪聲影響模擬性能，應(yīng)該把模擬電路和數(shù)字電路分開。這種分離涉及到接地回路和電源軌的分開，對(duì)混合信號(hào)系統(tǒng)而言可能比較麻煩。

然而，如果高精度混合信號(hào)系統(tǒng)要充分發(fā)揮性能，則必須具有單獨(dú)的模擬地和數(shù)字地以及單獨(dú)電源，這一點(diǎn)至關(guān)重要。事實(shí)上，雖然有些模擬電路采用+5 V單電源供電運(yùn)行，但并不意味著該電路可以與微處理器、動(dòng)態(tài)RAM、電扇或其他高電流設(shè)備共用相同+5 V高噪聲電源。模擬部分必須使用此類電源以最高性能運(yùn)行，而不只是保持運(yùn)行。這一差別必然要求我們對(duì)電源軌和接地接口給予高度注意。

請(qǐng)注意，系統(tǒng)中的模擬地和數(shù)字地必須在某個(gè)點(diǎn)相連，以便讓信號(hào)都參考相同的電位。這個(gè)星點(diǎn)（也稱為模擬/數(shù)字公共點(diǎn)）要精心選擇，確保數(shù)字電流不會(huì)流入系統(tǒng)模擬部分的地。在電源處設(shè)置公共點(diǎn)通常比較便利。

許多ADC和DAC都有單獨(dú)的“模擬地”(AGND)和“數(shù)字地”(DGND)引腳。在設(shè)備數(shù)據(jù)手冊(cè)上，通常建議用戶在器件封裝處將這些引腳連在一起。這點(diǎn)似乎與要求在電源處連接模擬地和數(shù)字地的建議相沖突；如果系統(tǒng)具有多個(gè)轉(zhuǎn)換器，這點(diǎn)似乎與要求在單點(diǎn)處連接模擬地和數(shù)字地的建議相沖突。

其實(shí)并不存在沖突。這些引腳的“模擬地”和“數(shù)字地”標(biāo)記是指引腳所連接到的轉(zhuǎn)換器內(nèi)部部分，而不是引腳必須連接到的系統(tǒng)地。對(duì)于ADC，這兩個(gè)引腳通常應(yīng)該連在一起，然后連接到系統(tǒng)的模擬地。由于轉(zhuǎn)換器的模擬部分無法耐受數(shù)字電流經(jīng)由焊線流至芯片時(shí)產(chǎn)生的壓降，因此無法在IC封裝內(nèi)部將二者連接起來。但它們可以在外部連在一起。

圖1顯示了ADC的接地連接這一概念。這樣的引腳接法會(huì)在一定程度上降低轉(zhuǎn)換器的數(shù)字噪聲抗擾度，降幅等于系統(tǒng)數(shù)字地和模擬地之間的共模噪聲量。但是，由于數(shù)字噪聲抗擾度經(jīng)常在數(shù)百或數(shù)千毫伏水平，因此一般不太可能有問題。

模擬噪聲抗擾度只會(huì)因轉(zhuǎn)換器本身的外部數(shù)字電流流入模擬地而降低。這些電流應(yīng)該保持很小，通過確保轉(zhuǎn)換器輸出沒有高負(fù)載，可以最大程度地減小電流。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的好方法是在ADC輸出端使用低輸入電流緩沖器，例如CMOS緩沖器-寄存器IC。

                          
               圖1. 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的模擬地(AGND)和數(shù)字地(DGND)引腳應(yīng)返回到系統(tǒng)模擬地。

如果轉(zhuǎn)換器的邏輯電源利用一個(gè)小電阻隔離，并且通過0.1 μF (100 nF)電容去耦到模擬地，則轉(zhuǎn)換器的所有快速邊沿?cái)?shù)字電流都將通過該電容流回地，而不會(huì)出現(xiàn)在外部地電路中。如果保持低阻抗模擬地，而能夠充分保證模擬性能，那么外部數(shù)字地電流所產(chǎn)生的額外噪聲基本上不會(huì)構(gòu)成問題。

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接地層
接地層的使用與上文討論的星型接地系統(tǒng)相關(guān)。為了實(shí)施接地層，雙面PCB（或多層PCB的一層）的一面由連續(xù)銅制造，而且用作地。其理論基礎(chǔ)是大量金屬具有可能最低的電阻。由于使用大型扁平導(dǎo)體，它也具有可能最低的電感。因而，它提供了最佳導(dǎo)電性能，包括最大程度地降低導(dǎo)電平面之間的雜散接地差異電壓。

請(qǐng)注意，接地層概念還可以延伸，包括 電壓層。電壓層提供類似于接地層的優(yōu)勢(shì)—極低阻抗的導(dǎo)體—但只用于一個(gè)（或多個(gè)）系統(tǒng)電源電壓。因此，系統(tǒng)可能具有多個(gè)電壓層以及接地層。

雖然接地層可以解決很多地阻抗問題，但它們并非靈丹妙藥。即使是一片連續(xù)的銅箔，也會(huì)有殘留電阻和電感；在特定情況下，這些就足以妨礙電路正常工作。設(shè)計(jì)人員應(yīng)該注意不要在接地層注入很高電流，因?yàn)檫@樣可能產(chǎn)生壓降，從而干擾敏感電路。

保持低阻抗大面積接地層對(duì)目前所有模擬電路都很重要。接地層不僅用作去耦高頻電流（源于快速數(shù)字邏輯）的低阻抗返回路徑，還能將EMI/RFI輻射降至最低。由于接地層的屏蔽作用，電路受外部EMI/RFI的影響也會(huì)降低。

接地層還允許使用傳輸線路技術(shù)（微帶線或帶狀線）傳輸高速數(shù)字或模擬信號(hào)，此類技術(shù)需要可控阻抗。

由于“總線(bus wire)”在大多數(shù)邏輯轉(zhuǎn)換等效頻率下具有阻抗，將其用作“地”完全不能接受。例如，#22標(biāo)準(zhǔn)導(dǎo)線具有約20 nH/in的電感。由邏輯信號(hào)產(chǎn)生的壓擺率為10 mA/ns的瞬態(tài)電流，流經(jīng)1英寸該導(dǎo)線時(shí)將形成200 mV的無用壓降：
   
(1)

對(duì)于具有2 V峰峰值范圍的信號(hào)，此壓降會(huì)轉(zhuǎn)化為大約200 mV或10%的誤差（大約“3.5位精度”）。即使在全數(shù)字電路中，該誤差也會(huì)大幅降低邏輯噪聲裕量。

圖2顯示數(shù)字返回電流調(diào)制模擬返回電流的情況（頂圖）。接地返回導(dǎo)線電感和電阻由模擬和數(shù)字電路共享，這會(huì)造成相互影響，最終產(chǎn)生誤差。一個(gè)可能的解決方案是讓數(shù)字返回電流路徑直接流向GND REF，如底圖所示。這顯示了“星型”或單點(diǎn)接地系統(tǒng)的基本概念。在包含多個(gè)高頻返回路徑的系統(tǒng)中很難實(shí)現(xiàn)真正的單點(diǎn)接地。因?yàn)楦鞣祷仉娏鲗?dǎo)線的物理長度將引入寄生電阻和電感，所以獲得低阻抗高頻接地就很困難。實(shí)際操作中，電流回路必須由大面積接地層組成，以便獲取高頻電流下的低阻抗。如果無低阻抗接地層，則幾乎不可能避免上述共享阻抗，特別是在高頻下。

所有集成電路接地引腳應(yīng)直接焊接到低阻抗接地層，從而將串聯(lián)電感和電阻降至最低。對(duì)于高速器件，不推薦使用傳統(tǒng)IC插槽。即使是“小尺寸”插槽，額外電感和電容也可能引入無用的共享路徑，從而破壞器件性能。如果插槽必須配合DIP封裝使用，例如在制作原型時(shí)，個(gè)別“引腳插槽”或“籠式插座”是可以接受的。以上引腳插槽提供封蓋和無封蓋兩種版本。由于使用彈簧加載金觸點(diǎn)，確保了IC引腳具有良好的電氣和機(jī)械連接。不過，反復(fù)插拔可能降低其性能。

                     
                            圖2. 流入模擬返回路徑的數(shù)字電流產(chǎn)生誤差電壓。

應(yīng)使用低電感、表面貼裝陶瓷電容，將電源引腳直接去耦至接地層。如果必須使用通孔式陶瓷電容，則它們的引腳長度應(yīng)該小于1 mm。陶瓷電容應(yīng)盡量靠近IC電源引腳。噪聲過濾還可能需要鐵氧體磁珠。

這樣的話，可以說“地”越多越好嗎？接地層能解決許多地阻抗問題，但并不能全部解決。即使是一片連續(xù)的銅箔，也會(huì)有殘留電阻和電感；在特定情況下，這些就足以妨礙電路正常工作。圖3說明了這個(gè)問題，并給出了解決方法。

                    
                                圖3. 割裂接地層可以改變電流流向，從而提高精度。

由于實(shí)際機(jī)械設(shè)計(jì)的原因，電源輸入連接器在電路板的一端，而需要靠近散熱器的電源輸出部分則在另一端。電路板具有100 mm寬的接地層，還有電流為15 A的功率放大器。如果接地層厚0.038 mm，15 A的電流流過時(shí)會(huì)產(chǎn)生68 μV/mm的壓降。對(duì)于任何共用該P(yáng)CB且以地為參考的精密模擬電路，這種壓降都會(huì)引起嚴(yán)重問題?？梢愿盍呀拥貙?，讓大電流不流入精密電路區(qū)域，而迫使它環(huán)繞割裂位置流動(dòng)。這樣可以防止接地問題（在這種情況下確實(shí)存在），不過該電流流過的接地層部分中電壓梯度會(huì)提高。

在多個(gè)接地層系統(tǒng)中，請(qǐng)務(wù)必避免覆蓋接地層，特別是模擬層和數(shù)字層。該問題將導(dǎo)致從一個(gè)層（可能是數(shù)字地）到另一個(gè)層的容性耦合。要記住，電容是由兩個(gè)導(dǎo)體（兩個(gè)接地層）組成的，中間用絕緣體（PC板材料）隔離。

下頁內(nèi)容：混合信號(hào)IC的接地去耦和ADC數(shù)字輸出
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具有低數(shù)字電流的混合信號(hào)IC的接地和去耦

敏感的模擬元件，例如放大器和基準(zhǔn)電壓源，必須參考和去耦至模擬接地層。具有低數(shù)字電流的ADC和DAC（和其他混合信號(hào)IC）一般應(yīng)視為模擬元件，同樣接地并去耦至模擬接地層。乍看之下，這一要求似乎有些矛盾，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器具有模擬和數(shù)字接口，且通常有指定為模擬接地(AGND)和數(shù)字接地(DGND)的引腳。圖4有助于解釋這一兩難問題。

               
                           圖4. 具有低內(nèi)部數(shù)字電流的混合信號(hào)IC的正確接地。

同時(shí)具有模擬和數(shù)字電路的IC（例如ADC或DAC）內(nèi)部，接地通常保持獨(dú)立，以免將數(shù)字信號(hào)耦合至模擬電路內(nèi)。圖4顯示了一個(gè)簡單的轉(zhuǎn)換器模型。將芯片焊盤連接到封裝引腳難免產(chǎn)生線焊電感和電阻，IC設(shè)計(jì)人員對(duì)此是無能為力的，心中清楚即可?？焖僮兓臄?shù)字電流在B點(diǎn)產(chǎn)生電壓，且必然會(huì)通過雜散電容CSTRAY耦合至模擬電路的A點(diǎn)。此外，IC封裝的每對(duì)相鄰引腳間約有0.2 pF的雜散電容，同樣無法避免！IC設(shè)計(jì)人員的任務(wù)是排除此影響讓芯片正常工作。不過，為了防止進(jìn)一步耦合，AGND和DGND應(yīng)通過最短的引線在外部連在一起，并接到模擬接地層。DGND連接內(nèi)的任何額外阻抗將在B點(diǎn)產(chǎn)生更多數(shù)字噪聲；繼而使更多數(shù)字噪聲通過雜散電容耦合至模擬電路。請(qǐng)注意，將DGND連接到數(shù)字接地層會(huì)在AGND和DGND引腳兩端施加 VNOISE ，帶來嚴(yán)重問題！

“DGND”名稱表示此引腳連接到IC的數(shù)字地，但并不意味著此引腳必須連接到系統(tǒng)的數(shù)字地?？梢愿鼫?zhǔn)確地將其稱為IC的內(nèi)部“數(shù)字回路”。

這種安排確實(shí)可能給模擬接地層帶來少量數(shù)字噪聲，但這些電流非常小，只要確保轉(zhuǎn)換器輸出不會(huì)驅(qū)動(dòng)較大扇出（通常不會(huì)如此設(shè)計(jì)）就能降至最低。將轉(zhuǎn)換器數(shù)字端口上的扇出降至最低（也意味著電流更低），還能讓轉(zhuǎn)換器邏輯轉(zhuǎn)換波形少受振鈴影響，盡可能減少數(shù)字開關(guān)電流，從而減少至轉(zhuǎn)換器模擬端口的耦合。通過插入小型有損鐵氧體磁珠，如圖4所示，邏輯電源引腳pin (VD) 可進(jìn)一步與模擬電源隔離。轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部瞬態(tài)數(shù)字電流將在小環(huán)路內(nèi)流動(dòng)，從VD 經(jīng)去耦電容到達(dá)DGND（此路徑用圖中紅線表示）。因此瞬態(tài)數(shù)字電流不會(huì)出現(xiàn)在外部模擬接地層上，而是局限于環(huán)路內(nèi)。VD引腳去耦電容應(yīng)盡可能靠近轉(zhuǎn)換器安裝，以便將寄生電感降至最低。去耦電容應(yīng)為低電感陶瓷型，通常介于0.01 μF (10 nF)和0.1 μF (100 nF)之間。

再強(qiáng)調(diào)一次，沒有任何一種接地方案適用于所有應(yīng)用。但是，通過了解各個(gè)選項(xiàng)和提前進(jìn)行規(guī)則，可以最大程度地減少問題。

小心處理ADC數(shù)字輸出

將數(shù)據(jù)緩沖器放置在轉(zhuǎn)換器旁不失為好辦法，可將數(shù)字輸出與數(shù)據(jù)總線噪聲隔離開（如圖4所示）。數(shù)據(jù)緩沖器也有助于將轉(zhuǎn)換器數(shù)字輸出上的負(fù)載降至最低，同時(shí)提供數(shù)字輸出與數(shù)據(jù)總線間的法拉第屏蔽（如圖5所示）。雖然很多轉(zhuǎn)換器具有三態(tài)輸出/輸入，但這些寄存器仍然在芯片上；它們使數(shù)據(jù)引腳信號(hào)能夠耦合到敏感區(qū)域，因而隔離緩沖區(qū)依然是一種良好的設(shè)計(jì)方式。某些情況下，甚至需要在模擬接地層上緊靠轉(zhuǎn)換器輸出提供額外的數(shù)據(jù)緩沖器，以提供更好的隔離。

                                             
                   圖5. 在輸出端使用緩沖器/鎖存器的高速ADC 具有對(duì)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)總線噪聲的增強(qiáng)抗擾度。

ADC輸出與緩沖寄存器輸入間的串聯(lián)電阻（圖4中標(biāo)示為“R”）有助于將數(shù)字瞬態(tài)電流降至最低，這些電流可能影響轉(zhuǎn)換器性能。電阻可將數(shù)字輸出驅(qū)動(dòng)器與緩沖寄存器輸入的電容隔離開。此外，由串聯(lián)電阻和緩沖寄存器輸入電容構(gòu)成的RC網(wǎng)絡(luò)用作低通濾波器，以減緩快速邊沿。

典型CMOS柵極與PCB走線和通孔結(jié)合在一起，將產(chǎn)生約10 pF的負(fù)載。如果無隔離電阻，1 V/ns的邏輯輸出壓擺率將產(chǎn)生10 mA的動(dòng)態(tài)電流：
   
(2)

驅(qū)動(dòng)10 pF的寄存器輸入電容時(shí)，500 Ω串聯(lián)電阻可將瞬態(tài)輸出電流降至最低，并產(chǎn)生約11 ns的上升和下降時(shí)間：
   
(3)

                             
                                                                   圖6. 接地和去耦點(diǎn)。

由于TTL寄存器具有較高輸入電容，可明顯增加動(dòng)態(tài)開關(guān)電流，因此應(yīng)避免使用

緩沖寄存器和其他數(shù)字電路應(yīng)接地并去耦至PC板的數(shù)字接地層。請(qǐng)注意，模擬與數(shù)字接地層間的任何噪聲均可降低轉(zhuǎn)換器數(shù)字接口上的噪聲裕量。由于數(shù)字噪聲抗擾度在數(shù)百或數(shù)千毫伏水平，因此一般不太可能有問題。模擬接地層噪聲通常不高，但如果數(shù)字接地層上的噪聲（相對(duì)于模擬接地層）超過數(shù)百毫伏，則應(yīng)采取措施減小數(shù)字接地層阻抗，以將數(shù)字噪聲裕量保持在可接受的水平。任何情況下，兩個(gè)接地層之間的電壓不得超過300 mV，否則IC可能受損。

最好提供針對(duì)模擬電路和數(shù)字電路的獨(dú)立電源。模擬電源應(yīng)當(dāng)用于為轉(zhuǎn)換器供電。如果轉(zhuǎn)換器具有指定的數(shù)字電源引腳(VD)，應(yīng)采用獨(dú)立模擬電源供電，或者如圖6所示進(jìn)行濾波。所有轉(zhuǎn)換器電源引腳應(yīng)去耦至模擬接地層，所有邏輯電路電源引腳應(yīng)去耦至數(shù)字接地層，如圖6所示。如果數(shù)字電源相對(duì)安靜，則可以使用它為模擬電路供電，但要特別小心。

某些情況下，不可能將VD連接到模擬電源。一些高速IC可能采用+5 V電源為其模擬電路供電，而采用+3.3 V或更小電源為數(shù)字接口供電，以便與外部邏輯接口。這種情況下，IC的+3.3 V引腳應(yīng)直接去耦至模擬接地層。另外建議將鐵氧體磁珠與電源走線串聯(lián)，以便將引腳連接到+3.3 V數(shù)字邏輯電源。

采樣時(shí)鐘產(chǎn)生電路應(yīng)與模擬電路同樣對(duì)待，也接地并深度去耦至模擬接地層。采樣時(shí)鐘上的相位噪聲會(huì)降低系統(tǒng)信噪比(SNR)；我們將稍后對(duì)此進(jìn)行討論。
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采樣時(shí)鐘考量
在高性能采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)中，應(yīng)使用低相位噪聲晶體振蕩器產(chǎn)生ADC（或DAC）采樣時(shí)鐘，因?yàn)椴蓸訒r(shí)鐘抖動(dòng)會(huì)調(diào)制模擬輸入/輸出信號(hào)，并提高噪聲和失真底。采樣時(shí)鐘發(fā)生器應(yīng)與高噪聲數(shù)字電路隔離開，同時(shí)接地并去耦至模擬接地層，與處理運(yùn)算放大器和ADC一樣。

采樣時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)ADC信噪比(SNR)的影響可用以下公式4近似計(jì)算：
   
(4)

其中，f為模擬輸入頻率，SNR為完美無限分辨率ADC的SNR，此時(shí)唯一的噪聲源來自rms采樣時(shí)鐘抖動(dòng)tj。通過簡單示例可知，如果tj = 50 ps (rms)，f = 100 kHz，則SNR = 90 dB，相當(dāng)于約15位的動(dòng)態(tài)范圍。

應(yīng)注意，以上示例中的tj 實(shí)際上是外部時(shí)鐘抖動(dòng)和內(nèi)部ADC時(shí)鐘抖動(dòng)( 稱為孔徑抖動(dòng))的方和根(rss)值。不過，在大多數(shù)高性能ADC中，內(nèi)部孔徑抖動(dòng)與采樣時(shí)鐘上的抖動(dòng)相比可以忽略。

由于信噪比(SNR)降低主要是由于外部時(shí)鐘抖動(dòng)導(dǎo)致的，因而必須采取措施，使采樣時(shí)鐘盡量無噪聲，僅具有可能最低的相位抖動(dòng)。這就要求必須使用晶體振蕩器。有多家制造商提供小型晶體振蕩器，可產(chǎn)生低抖動(dòng)（小于5 ps rms）的CMOS兼容輸出。

理想情況下，采樣時(shí)鐘晶體振蕩器應(yīng)參考分離接地系統(tǒng)中的模擬接地層。但是，系統(tǒng)限制可能導(dǎo)致這一點(diǎn)無法實(shí)現(xiàn)。許多情況下，采樣時(shí)鐘必須從數(shù)字接地層上產(chǎn)生的更高頻率、多用途系統(tǒng)時(shí)鐘獲得，接著必須從數(shù)字接地層上的原點(diǎn)傳遞至模擬接地層上的ADC。兩層之間的接地噪聲直接添加到時(shí)鐘信號(hào)，并產(chǎn)生過度抖動(dòng)。抖動(dòng)可造成信噪比降低，還會(huì)產(chǎn)生干擾諧波。

                                
                                               圖7. 從數(shù)模接地層進(jìn)行采樣時(shí)鐘分配。

混合信號(hào)接地的困惑根源

大多數(shù)ADC、DAC和其他混合信號(hào)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)是針對(duì)單個(gè)PCB討論接地，通常是制造商自己的評(píng)估板。將這些原理應(yīng)用于多卡或多ADC/DAC系統(tǒng)時(shí)，就會(huì)讓人感覺困惑茫然。通常建議將PCB接地層分為模擬層和數(shù)字層，并將轉(zhuǎn)換器的AGND和DGND引腳連接在一起，并且在同一點(diǎn)連接模擬接地層和數(shù)字接地層，如圖8所示。這樣就基本在混合信號(hào)器件上產(chǎn)生了系統(tǒng)“星型”接地。所有高噪聲數(shù)字電流通過數(shù)字電源流入數(shù)字接地層，再返回?cái)?shù)字電源；與電路板敏感的模擬部分隔離開。系統(tǒng)星型接地結(jié)構(gòu)出現(xiàn)在混合信號(hào)器件中模擬和數(shù)字接地層連接在一起的位置。

該方法一般用于具有單個(gè)PCB和單個(gè)ADC/DAC的簡單系統(tǒng)，不適合多卡混合信號(hào)系統(tǒng)。在不同PCB（甚至在相同PCB上）上具有數(shù)個(gè)ADC或DAC的系統(tǒng)中，模擬和數(shù)字接地層在多個(gè)點(diǎn)連接，使得建立接地環(huán)路成為可能，而單點(diǎn)“星型”接地系統(tǒng)則不可能。鑒于以上原因，此接地方法不適用于多卡系統(tǒng)，上述方法應(yīng)當(dāng)用于具有低數(shù)字電流的混合信號(hào)IC。

                       
                                        圖8. 混合信號(hào)IC接地：單個(gè)PCB（典型評(píng)估/測(cè)試板）。

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針對(duì)高頻工作的接地
一般提倡電源和信號(hào)電流最好通過“接地層”返回，而且該層還可為轉(zhuǎn)換器、基準(zhǔn)電壓源和其它子電路提供參考節(jié)點(diǎn)。但是，即便廣泛使用接地層也不能保證交流電路具有高質(zhì)量接地參考。

圖9所示的簡單電路采用兩層印刷電路板制造，頂層上有一個(gè)交直流電流源，其一端連到過孔1，另一端通過一條U形銅走線連到過孔2。兩個(gè)過孔均穿過電路板并連到接地層。理想情況下，頂端連接器以及過孔1和過孔2之間的接地回路中的阻抗為零，電流源上的電壓為零。

                              
                            圖9. 電流源的原理圖和布局，PCB上布設(shè)U形走線，通過接地層返回。

這個(gè)簡單原理圖很難顯示出內(nèi)在的微妙之處，但了解電流如何在接地層中從過孔1流到過孔2，將有助于我們看清實(shí)際問題所在，并找到消除高頻布局接地噪聲的方法。

                              
                                             圖10. 圖9所示PCB的直流電流的流動(dòng)。

圖10所示的直流電流的流動(dòng)方式，選取了接地層中從過孔1至過孔2的電阻最小的路徑。雖然會(huì)發(fā)生一些電流擴(kuò)散，但基本上不會(huì)有電流實(shí)質(zhì)性偏離這條路徑。相反，交流電流則選取阻抗最小的路徑，而這要取決于電感。

                        
                                              圖11. 磁力線和感性環(huán)路（右手法則）。

電感與電流環(huán)路的面積成比例，二者之間的關(guān)系可以用圖11所示的右手法則和磁場(chǎng)來說明。環(huán)路之內(nèi)，沿著環(huán)路所有部分流動(dòng)的電流所產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互增強(qiáng)。環(huán)路之外，不同部分所產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互削弱。因此，磁場(chǎng)原則上被限制在環(huán)路以內(nèi)。環(huán)路越大則電感越大，這意味著：對(duì)于給定的電流水平，它儲(chǔ)存的磁能(Li2)更多，阻抗更高(XL = jωL)，因而將在給定頻率產(chǎn)生更大電壓。

                    圖12. 接地層中不含電阻（左圖）和含電阻（右圖）的交流電流路徑。

電流將在接地層中選取哪一條路徑呢？自然是阻抗最低的路徑?？紤]U形表面引線和接地層所形成的環(huán)路，并忽略電阻，則高頻交流電流將沿著阻抗最低，即所圍面積最小的路徑流動(dòng)。

在圖中所示的例子中，面積最小的環(huán)路顯然是由U形頂部走線與其正下方的接地層部分所形成的環(huán)路。圖10顯示了直流電流路徑，圖12則顯示了大多數(shù)交流電流在接地層中選取的路徑，它所圍成的面積最小，位于U形頂部走線正下方。實(shí)際應(yīng)用中，接地層電阻會(huì)導(dǎo)致低中頻電流流向直接返回路徑與頂部導(dǎo)線正下方之間的某處。不過，即使頻率低至1 MHz或2 MHz，返回路徑也是接近頂部走線的下方。

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小心接地層割裂
如果導(dǎo)線下方的接地層上有割裂，接地層返回電流必須環(huán)繞裂縫流動(dòng)。這會(huì)導(dǎo)致電路電感增加，而且電路也更容易受到外部場(chǎng)的影響。圖13顯示了這一情況，其中的導(dǎo)線A和導(dǎo)線B必須相互穿過。

當(dāng)割裂是為了使兩根垂直導(dǎo)線交叉時(shí)，如果通過飛線將第二根信號(hào)線跨接在第一根信號(hào)線和接地層上方，則效果更佳。此時(shí)，接地層用作兩個(gè)信號(hào)線之間的天然屏蔽體，而由于集膚效應(yīng)，兩路地返回電流會(huì)在接地層的上下表面各自流動(dòng)，互不干擾。

多層板能夠同時(shí)支持信號(hào)線交叉和連續(xù)接地層，而無需考慮線鏈路問題。雖然多層板價(jià)格較高，而且不如簡單的雙面電路板調(diào)試方便，但是屏蔽效果更好，信號(hào)路由更佳。相關(guān)原理仍然保持不變，但布局布線選項(xiàng)更多。

對(duì)于高性能混合信號(hào)電路而言，使用至少具有一個(gè)連續(xù)接地層的雙面或多層PCB無疑是最成功的設(shè)計(jì)方法之一。通常，此類接地層的阻抗足夠低，允許系統(tǒng)的模擬和數(shù)字部分共用一個(gè)接地層。但是，這一點(diǎn)能否實(shí)現(xiàn)，要取決于系統(tǒng)中的分辨率和帶寬要求以及數(shù)字噪聲量。
                     
            圖13. 接地層割裂導(dǎo)致電路電感增加，而且電路也更容易受到外部場(chǎng)的影響。

其他例子也可以說明這一點(diǎn)。高頻電流反饋型放大器對(duì)其反相輸入周圍的電容非常敏感。接地層旁的輸入走線可能具有能夠?qū)е聠栴}的那一類電容。要記住，電容是由兩個(gè)導(dǎo)體（走線和接地層）組成的，中間用絕緣體（板和可能的阻焊膜）隔離。在這一方面，接地層應(yīng)與輸入引腳分隔開，如圖14所示，它是AD8001高速電流反饋型放大器的評(píng)估板。小電容對(duì)電流反饋型放大器的影響如圖15所示。請(qǐng)注意輸出上的響鈴振蕩。


                                        圖14. AD8001AR評(píng)估板—俯視圖(a)和仰視圖(b)。


                                圖15. 10 pF反相輸入雜散電容對(duì) 放大器(AD8001)脈沖響應(yīng)的影響。


沒有任何一種接地方法能始終保證最佳性能。本文根據(jù)所考慮的特定混合信號(hào)器件特性提出了幾種可能的選項(xiàng)。在實(shí)施初始PC板布局時(shí)，提供盡可能多的選項(xiàng)會(huì)很有幫助。

PC板必須至少有一層專用于接地層！初始電路板布局應(yīng)提供非重疊的模擬和數(shù)字接地層，如果需要，應(yīng)在數(shù)個(gè)位置提供焊盤和過孔，以便安裝背對(duì)背肖特基二極管或鐵氧體磁珠。此外，需要時(shí)可以使用跳線將模擬和數(shù)字接地層連接在一起。

一般而言，混合信號(hào)器件的AGND引腳應(yīng)始終連接到模擬接地層。具有內(nèi)部鎖相環(huán)(PLL)的DSP是一個(gè)例外，例如ADSP-21160 SHARC®處理器。PLL的接地引腳是標(biāo)記的AGND，但直接連接到DSP的數(shù)字接地層。