中心議題：

• 探究交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸實現(xiàn)DC－DC變換器
• 了解交叉級聯(lián)正激變換原理

解決方案：

• 采用同步整流技術(shù)
• 采用功率 MOSFET實施SR

1 概述

DC-DC變換器是開關(guān)電源的核心組成部份，常用的正激式和反激式電路拓樸。常規(guī)正激式變換器的功率處理電路只有一級，存在MOSFET功率開關(guān)電壓應(yīng)力大，特別是當(dāng)二次側(cè)采用自偏置同步整流方式，輸入電壓變化范圍較寬，如輸入電壓為75V時，存在柵極偏置電壓過高，甚至有可能因柵壓太高而損壞同步整流MOSFET的危險。而且當(dāng)輸出電流較大時，輸出電感上的損耗將大大增加，嚴(yán)重地影響了效率的提升。使用交叉級聯(lián)正激式同步整流變換電路，不但輸出濾波電感線圈可省去，實現(xiàn)高效率、高可靠DC-DC變換器，達到最佳同步整流效果。

2 基本技術(shù)

2.1交叉級聯(lián)正激變換原理

交叉 級聯(lián)變換的拓樸如圖1所示，前級用于穩(wěn)壓，后級用于隔離的兩級交叉級聯(lián)的正激變換器組成的同步降壓變換器。為了實現(xiàn)寬輸入電壓范圍及隔離級恒定的電壓輸入，前后兩級正激變換都應(yīng)在最佳的目標(biāo)下工作，從而確保由它所組成的高效率同步降壓變換器能接收整個35-75V通信用輸入電壓范圍，并將它變換為嚴(yán)格調(diào)整的中間25V總線電壓。實際中間總線電壓由隔離級的需要預(yù)置，取決于隔離級的變比。中間電壓較高時，可以采用較小的降壓電感值和較低的電感電流，因而損耗也少。整個降壓級的占空比保持在30^’60%，可協(xié)助平衡前后兩級正激變換的損耗。為使性能最佳，并使開關(guān)損耗降至最小，開關(guān)頻率的典型值為240k-300kHz;由于使用低通態(tài)電阻(RDS(on))的MOSFET，導(dǎo)通損耗比較小。傳統(tǒng)的單級變換器主開關(guān)必需使用至少200V以上的MOSFET，其RDS(on)等參數(shù)顯著增加，必然意味著損耗增加，效率下降。交叉級聯(lián)正激變換拓撲的簡化原理圖如圖所示。 2.2同步整流技術(shù)

眾所 周知，普通二極管的正向壓降為1V，肖特基二極管的正向壓降為0.5V，采用普通二極管和肖特基二極管作整流元件，大電流情況下，整流元件自身的功耗非?？捎^。相比之下，如果采用功率MOSFET作整流元件，則當(dāng)MOSFET的柵源極施加的驅(qū)動電壓超過其閩值電壓，MOSFET即進入導(dǎo)通狀態(tài)，無論從漏極到源極或從源極到漏極，均可傳導(dǎo)電流。導(dǎo)通電流在MOSFET上產(chǎn)生的壓降僅與MOSFET的溝道電阻成比例關(guān)系，n個MOSFET并聯(lián)時，壓降可降為單個MOSFET的1/ n。因此，理論上由整流元件壓降產(chǎn)生的損耗可人為的降到最小。同步整流(SynchronousRectify，縮寫為SR)正是利用MOSFET等有源器件的這種特性進行整流的一項技術(shù)。

采用功率 MOSFET實施SR的主要損耗為:

導(dǎo)通損耗: 開通損耗: 關(guān)斷損耗: 驅(qū)動損耗: [page]
式中 I 為 正向電流有效值，RDS(on)為通態(tài)電阻，fS為開關(guān)頻率，CGSS為輸入電容，Coss為輸出電容，D為占空比?？梢?，正向?qū)〒p耗與RDS(on)成正比。不同VDS的MOSFET, RDS(on)往往可相差幾個數(shù)量級，所以相同電路拓撲中采用100V MOSFET的損耗比采用200VMOSFET明顯要低?？紤]到低VDS的MOSFET比高VDS MOSFET的Coss要小，據(jù)關(guān)斷損耗式，表明低VDSMOSFET的關(guān)斷損耗也小。驅(qū)動損耗式為開關(guān)過程中輸入電容充放電引起的損耗，該損耗與柵一源驅(qū)動電壓的平方成正比。由于采用了兩級變換器，對隔離級來說，因穩(wěn)壓級己經(jīng)將較寬的輸入電壓穩(wěn)在固定的中間總線電壓上，變壓器的變比可以達到最佳。

MOSFET的正向通態(tài)電阻RDS(on)以及輸入電容是固定的，驅(qū)動損耗只與驅(qū)動電壓的平方成正比關(guān)系?？傊捎脙杉壸儞Q器可使正向?qū)〒p耗，驅(qū)動損耗等減到最小程度。此外，交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中，輸出級同步整流MOSFET所需電壓僅為輸出電壓的兩倍，再加上1.2倍的保險系數(shù)，器件的耐壓只是輸出電壓的2.4倍，遠小于傳統(tǒng)單級變換器解決方案需要達到輸出電壓4-10倍的要求。這樣采用交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的兩級變換器，便可使用低壓、低RDS(on，的MOSFET來實現(xiàn)極低的輸出級導(dǎo)通損耗。兩級變換器還采用了并聯(lián)MOSFET的輸出，得到更低的RDS(on)以及更低的損耗。在系統(tǒng)整體設(shè)計的時候，只要元件熱分布合理，裝置的使用壽命和可靠性必將有極大提高。 2.3電流前饋技術(shù)

由圖可見，交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的二次側(cè)沒有輸出濾波電感線圈，單級式變換器則必須有輸出濾波電感線圈。單級變換器設(shè)計時必須兼顧輸出濾波電感中電流的斷續(xù)模式(DCM)和連續(xù)模式(CCM),電感值的選定不但理論計算復(fù)雜，而且需要實驗校驗。交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中的隔離級采用電流前饋技術(shù)，輸出濾波電感不需要流過全部輸出電流。特別是對低壓大電流輸出而言，輸出級不會因輸出電流的增加而發(fā)生難以預(yù)料的變化，這是該電路拓樸的主要優(yōu)點。因此，當(dāng)系統(tǒng)設(shè)計需按比例變化，特別是按輸出電壓及輸出電流變化時由于輸出電流的變化在一次側(cè)隔離級的輸入電流中已有反映，亦即所謂電流前饋，這樣濾波電感線圈的損耗大大降低，從而也提高了變換器的效率。

3 設(shè)計實例和實驗結(jié)果

應(yīng)用 上 述 設(shè)計思路，我們設(shè)計了一臺用于通信設(shè)備的DC -DC半磚電源。具體技術(shù)指標(biāo)如下:輸入 電壓 DC3 5-75V:輸出電壓DC3 .3V/30A;輸出功率100W;效率92% (TYPICA );電壓調(diào)整率士0.1%;負載調(diào)整率士0.1%;隔離電壓1 500V,,5;保護要求是過壓、過流、過溫等。

圖 3所 示 為采用交叉級聯(lián)正激變換電路設(shè)計的通信設(shè)備專用DC-DC半磚電源原理圖。工作原理如下，R,, R2. D,, Q,, D:和C:組成自舉啟動電路，得到啟動電壓Vc分別給ICI,I C2和IC3供電。電路啟動后，T,的輔助繞組經(jīng)D3整流，C3平滑濾波后為IC提供電壓VD，因VD電壓高于Vc，二極管D2反偏，Q、的供電關(guān)閉，達到啟動電路無功耗的目的。IC:的腳6輸出方波信號，一路直接送到ICl的腳5，另一路經(jīng)Q2倒相后送到IC:的腳6作為IC,的輸入信號。IC，的腳3和腳8輸出相位相差180“的方波脈沖信號，分別驅(qū)動MOSFETQ 31 Q 4- Q3" Q 4" L 2等組成高效率的同步降壓級，降壓級的占空比保持在30-60%. IC3.Qs"Q6"T.等組成交叉級聯(lián)正激式隔離級，達到DC-DC最終的輸出電壓。馬、DS為變壓器T，的磁復(fù)位繞組。由于降壓級已將變化范圍較寬的輸入電壓嚴(yán)密調(diào)整為中間總線電壓，因此隔離級不需調(diào)壓。交叉級聯(lián)正激變換器都工作在50%的占空比，可以采用VDS為100V的MOSFET. Q7, Q:等組成自偏置式同步整流電路，因隔離級的輸出電壓是固定的，所以同步整流MOSFET漏極的輸入電壓也是固定的，占空比也為50%，可以使用VDS很低的MOSFET(本例中采用的是VDS為12V的MOSFET，損耗最低)因功耗引起的發(fā)熱問題均可以方便解決。因輸入電壓固定，多出電壓時，能夠方便地實現(xiàn)高電壓調(diào)整率和高負載調(diào)整率，單級變換器很難做到此點。其他電路功能(如過流、過壓、過溫度保護等)不再一一闡述。經(jīng)測量該電路的工作效率約在92%左右，達到預(yù)定的設(shè)計要求，并且調(diào)試較簡單，為今后的批量生產(chǎn)奠定了基礎(chǔ)。

4 結(jié)束語

交叉級聯(lián)正激式變換器，電路組成稍微復(fù)雜，但能平坦分配各級損耗達到整體功耗最小，從而可在更高的環(huán)境溫度下工作。較低的功耗，意味著更高的效率;工作環(huán)境溫度高，意味著散熱處理能力強和輸出電流大。而可用輸出電流成本的降低，預(yù)示著系統(tǒng)長期可靠性會更好。我們的實踐表明交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸確實是一種非常有前景的功率變換結(jié)構(gòu)。各項指標(biāo)優(yōu)于相同的單級變換器。