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基于脈沖序列控制技術(shù)的降壓型開關(guān)電源

發(fā)布時(shí)間:2012-01-09

中心議題:
  • 基于脈沖序列控制技術(shù)的降壓型開關(guān)電源
  • PT 工作原理及調(diào)制特性
解決方案:
  • 利用脈沖控制器電路進(jìn)行控制
  • 采用斷續(xù)導(dǎo)電模式
  • 設(shè)計(jì)基于PT 控制的DCM Buck 變換器

0 引言


近年來, 隨著電子技術(shù)和信息技術(shù)迅速發(fā)展,開關(guān)電源成為了電子工程領(lǐng)域應(yīng)用和研究的熱點(diǎn)。與線性電源相比,開關(guān)電源在效率、功率密度、成本等方面顯示出了明顯的優(yōu)勢,目前已經(jīng)成為主要的DC-DC變換設(shè)備。對開關(guān)電源控制技術(shù)的研究也已成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域中最為活躍的部分。

脈沖序列控制( PULSE T rain M, PT )是一種新型定頻、非線性的電源控制技術(shù)。該技術(shù)利用脈沖控制器,根據(jù)開關(guān)電源的工作狀態(tài),按照一定規(guī)律通過高能量脈沖和低能量脈沖組成的脈沖序列對主電路進(jìn)行控制。與傳統(tǒng)的PWM 控制不同, PT 控制系統(tǒng)沒有延遲環(huán)節(jié),對變換器輸入端或輸出端出現(xiàn)的擾動(dòng)具有較快的響應(yīng)速度。

1 PT 工作原理及調(diào)制特性

1. 1 PT 控制的工作原理


PT 控制技術(shù)通過在兩級固定占空比的高、低能量脈沖中進(jìn)行選擇, 控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷,從而實(shí)現(xiàn)對變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。如果輸出電壓Uo 低于基準(zhǔn)電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生高能量脈沖PH 直到輸出電壓達(dá)到基準(zhǔn)電壓值, 高能量脈沖的占空比為DH ; 如果輸出電壓Uo 高于基準(zhǔn)電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生低能量脈沖PL 以降低輸出電壓, 低能量脈沖的占空比為DL ( DL< DH ) .由于高能量脈沖導(dǎo)通時(shí)間比低能量脈沖導(dǎo)通時(shí)間長,因此高能量脈沖作用的周期內(nèi)將有更多的能量傳遞至負(fù)載端。圖1( a) 和圖1( b) 分別顯示了PT 控制Buck 變換器結(jié)構(gòu)圖和PT 控制原理示意圖。
 
 圖1 PT 控制電路及原理示意圖

本文以PT 控制技術(shù)應(yīng)用于斷續(xù)導(dǎo)電模式( DiscONt inuous Conduction Mode, DCM) 的Buck 變換器為例進(jìn)行研究。采用斷續(xù)導(dǎo)電模式的優(yōu)勢在于能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的零電流導(dǎo)通和二極管的零電流關(guān)斷。從而減少了開關(guān)損耗和電磁噪聲。高能量脈沖和低能量脈沖的占空比之間的比值k ( k= DH / DL ) 由變換器輸出電壓紋波和功率調(diào)節(jié)范圍折衷確定。

圖1( b) 顯示了PT 控制開關(guān)變換器的輸出電壓和電感電流波形。由于在MOSFET 開關(guān)管導(dǎo)通期間電感電流線性增長, Buck 變換器在高能量脈沖周期內(nèi)開關(guān)管電流的平均值為:
 
則PH 控制的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為:

 式中, T 為變換器的開關(guān)周期。
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同理, 在一個(gè)低能量脈沖周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為:
 
由式( 1) 和( 2) 可知: 低能量脈沖周期內(nèi)變換器傳遞的能量為高能量脈沖周期的1/ k2 .由于高、低能量脈沖周期相同,故變換器的開關(guān)頻率是固定不變的。

1. 2 PT 控制的實(shí)現(xiàn)方式

本節(jié)設(shè)計(jì)一種簡單實(shí)用的脈沖序列控制器, 如圖2 所示。圖2 中時(shí)鐘信號CP( Clock Pulse) 由峰峰值為- 10 V到+ 10 V 的鋸齒波信號USAW 與電壓信號UGN D ( UGND = 0) 通過比較器Ccp產(chǎn)生; 變換器輸出電壓Uo 與基準(zhǔn)電壓Uref 通過比較器C1 產(chǎn)生電壓信號Ue;觸發(fā)器D 在時(shí)鐘來臨時(shí)刻將電壓信號Ue 傳遞至輸出端Q, 并在下一時(shí)鐘來臨之前保持不變; 比較器C2 將D 觸發(fā)器的輸出信號和鋸齒波進(jìn)行比較產(chǎn)生控制脈沖PH 或PL 實(shí)現(xiàn)對變換器的控制。

上述PT 控制器的工作過程為: 在開關(guān)周期的起始時(shí)刻, 時(shí)鐘信號CP 來臨, 若此時(shí)Uo > Uref , 則Ue 為高電平; 時(shí)鐘信號同時(shí)使觸發(fā)器D 觸發(fā), 觸發(fā)器輸出信號Ud 在下一時(shí)鐘脈沖來臨前保持高電平不變; 鋸齒波信號USAW 與Ud 經(jīng)過C2 比較, 輸出占空比為DL的低能量脈沖信號P L.若Uo< Uref , 則Ue 為低電平;觸發(fā)器輸出信號Ud 在下一時(shí)鐘脈沖來臨前保持低電平不變; 鋸齒波信號USAW 與Ud 比較產(chǎn)生占空比為DH的高能量脈沖信號PH .PT 控制器主要工作波形如圖2( b) 所示。
 
 
 圖2 DCM DC-DC 變換器在PT控制模式下的控制電路原理圖和工作波形

根據(jù)電源設(shè)計(jì)要求, 當(dāng)輸出電壓Uo 大于基準(zhǔn)電壓Uref 時(shí), 控制脈沖為低能量脈沖, 占空比為DL:
 
式中, USH 為鋸齒波信號USAW 的最大值; USL 為鋸齒波信號USAW 的最小值。

將設(shè)計(jì)參數(shù)代入式( 3) 中, 得到低能量脈沖的占空比為DL= 0. 25

同理, 當(dāng)輸出電壓Uo 小于基準(zhǔn)電壓Uref 時(shí), 控制脈沖為高能量脈沖的占空比:
 
得高能量脈沖的占空比為DH = 0. 5.

2 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證PT 控制方法和模擬控制器的可行性,設(shè)計(jì)了一個(gè)基于PT 控制的DCM Buck 變換器, 其主要參數(shù)為: Uin = 15 V, Uo = 5 V, L = 100uH, C="470uF", R= 10Ω , f = 10 kHz.
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圖3 顯示了PT 控制的DCM Buck 變換器工作仿真波形。在圖3 中可以看出, 當(dāng)Uo 大于Uref 時(shí), 控制脈沖Upt 為低能量脈沖, 占空比為DL= 0. 25; 當(dāng)Uo 小于Uref 時(shí), 控制脈沖Upt 為高能量脈沖, 占空比為DL =0. 5, 與設(shè)計(jì)參數(shù)相符合。此時(shí)的控制脈沖序列為PH -PL - PL .
 
 
圖3 PT控制DCM Buck變換器工作仿真波形圖

由圖3 可知, 輸出電壓Uo 的紋波隨著電感電流I L 的變化而變化??刂菩盘柮枯敵鲆粋€(gè)高能量脈沖,輸出電壓紋波值增大;輸出低能量脈沖時(shí), 輸出電壓紋波值減小, 但是其值始終在5 V 上下范圍內(nèi)波動(dòng)。仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)要求一致。

從圖4( a) 中, 可以看出當(dāng)MOSFET 管導(dǎo)通控制信號為高能量脈沖占空比為DH 時(shí), 輸出電壓Uo 有小幅上升;而MOSFET 管導(dǎo)通控制信號為低能量脈沖占空比為DL 時(shí), 輸出電壓Uo 有小幅下降, 與仿真波形圖一致。在圖4( b) 中,可觀察輸出電壓Uo 的紋波圖, 能夠更清楚地反映開關(guān)管導(dǎo)通控制信號與輸出電壓的變化關(guān)系。從圖中,可以更加明顯看到開關(guān)管導(dǎo)通控制信號的變化對輸出電壓的影響, 與仿真結(jié)果基本一致。
 
圖4 PT 控制DCM Buck 變換器控制脈沖信號與輸出電壓波形和輸出電壓紋波波形

3 結(jié)論

本文在介紹了一種新型控制技術(shù)--脈沖序列控制技術(shù), 并將其應(yīng)用于DCM 模式的降壓型Buck DC-DC 變換器,用模擬方式實(shí)現(xiàn)了開關(guān)變換器對輸出電壓的控制。本文介紹的理論不需要誤差計(jì)算等詳細(xì)的小信號或大信號分析, 且適用于各種開關(guān)變換器,仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了PT 控制方法的可行性。
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