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可承受整個(gè)汽車電源范圍的2MHz開關(guān)電源
發(fā)布時(shí)間:2016-12-23 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】本文舉例說明用于汽車收音機(jī)和娛樂系統(tǒng)供電的8V中等電壓開關(guān)電源。此設(shè)計(jì)可以接受任何汽車工作條件下的輸入電壓范圍(包括冷啟動(dòng)、拋負(fù)載等),保證穩(wěn)定的8V輸出,為常見的娛樂設(shè)施子系統(tǒng)(如CD驅(qū)動(dòng)器、LCD顯示器和收音機(jī)模塊)供電。為了避免干擾AM/FM頻段,開關(guān)電源工作在2MHz開關(guān)頻率,非常適合車載應(yīng)用。
簡(jiǎn)介
隨著汽車啟停技術(shù)(空閑狀態(tài)自動(dòng)關(guān)閉引擎)應(yīng)用的普及,越來越多的車載系統(tǒng)要求能夠工作在較低的輸入電壓,低壓輸入往往發(fā)生在熱啟動(dòng)(電池電壓低于6V)或冷啟動(dòng)(電池電壓低于3V)條件下。圖1介紹了常見的汽車系統(tǒng)供電架構(gòu)方案。
在一些主電源為3.3V的供電系統(tǒng)中,前端采用低壓差的buck轉(zhuǎn)換器即可滿足要求(CASE 1)。需要時(shí),可以選擇一路boost轉(zhuǎn)換器將3.3V升壓到5V (例如為CAN總線收發(fā)器供電)或更高電壓(CASE2)。有些系統(tǒng)采用5V或更高電壓供電,此時(shí)需要在前端進(jìn)行“預(yù)升壓”,保證buck的輸入電壓不會(huì)低于指定電壓(CASE 3),本設(shè)計(jì)適用于后者。
圖1. 汽車電源方案。
汽車設(shè)計(jì)中,低電磁輻射也是一項(xiàng)重要的考核指標(biāo),特別是在敏感的AM頻段。本設(shè)計(jì)中,電源的開關(guān)工作頻率遠(yuǎn)高于AM頻段(例如:開關(guān)頻率在1.71MHz以上,位于MW頻段的高端),進(jìn)而解決了干擾問題。較高的開關(guān)頻率也有助于減少系統(tǒng)尺寸,降低外圍元件的成本。
圖2是開關(guān)電源的原理圖,MAX15005升壓控制器與MAX16952降壓控制器相組合,配合外圍電路提供合理的車載系統(tǒng)供電方案。兩款I(lǐng)C均同步到控處理器或?qū)S肐C提供的外部2MHz時(shí)鐘,便于優(yōu)化電源的開關(guān)頻率。電池正常供電的條件下,MAX15005不工作,通過MAX16952提供穩(wěn)定的8V OUTB電壓。冷啟動(dòng)時(shí),由于電池電壓降低,則通過MAX15005提升節(jié)點(diǎn)OUTA的電壓,確保MAX16952提供穩(wěn)定的8V OUTB電壓。兩款I(lǐng)C的高可靠性,可以滿足汽車環(huán)境中高達(dá)40V的拋負(fù)載。該方案已經(jīng)通過測(cè)試,在OUTB節(jié)點(diǎn)提供高達(dá)20W的輸出功率(8V@2.5A)。更換外圍電路,可以獲得更高的輸出功率。
圖2. 開關(guān)電源原理圖。
MAX16952的外圍元件
輸出電壓和開關(guān)頻率
為了在OUTB端獲得穩(wěn)定的8V輸出,需要合理選擇反饋分壓電阻(R22和R21)。選擇R22 = 51KΩ (MAX16952數(shù)據(jù)資料推薦低邊電阻R22 < 100kΩ),R21根據(jù)下式計(jì)算:
(式1)
式中,VFB = 1V (典型值)。
選擇標(biāo)準(zhǔn)阻值R22 = 360kΩ ,典型輸出電壓為:
(式2)
假設(shè)阻值誤差為1%,最小和最大OUTB輸出電壓為:
(式3)
(式4)
其中,VFB(MIN) = 0.985V,VFB(MAX) = 1.015V。
按照規(guī)格書推薦,外部時(shí)鐘頻率必須高于MAX16952內(nèi)部時(shí)鐘頻率的1.1倍。由于我們采用2MHz外部時(shí)鐘同步MAX16952的開關(guān)頻率,須合理選擇內(nèi)部振蕩器阻抗R16,控制內(nèi)部開關(guān)頻率<1.8MHz。本設(shè)計(jì)中,R16選擇為30kΩ。為確保MAX16952開關(guān)頻率固定在2MHz,必須避免發(fā)生電壓跌落。MAX16952只有在關(guān)斷時(shí)間(tOFF)>100ns (典型值)時(shí),才可避免電壓跌落的情況,這意味著系統(tǒng)不能超出最大占空比:
(式5)
考慮到降壓轉(zhuǎn)換器的效率為90%,保證工作在2MHz固定開關(guān)頻率的最小輸入電壓(OUTA)是:
(式6)
這意味著OUTA電壓不能低于11.11V閾值。為保證OUTA電壓始終高于11.11V,當(dāng)電池電壓(IN節(jié)點(diǎn))低于11.5V時(shí),需要開啟MAX15005工作(考慮到L1、D2肖特基二極管的壓降,留出大約390mV的裕量)。
達(dá)到40V拋負(fù)載峰值電壓時(shí),OUTA達(dá)到其高壓點(diǎn),MAX16952必須將輸出電壓穩(wěn)定在8V。因此,發(fā)生拋負(fù)載期間,MAX16952占空比為:
(式7)
MAX16952的最小開啟時(shí)間(tON)為80ns,因此最小占空比(2MHz開關(guān)頻率下)為:
(式8)
0.16最小占空比可確保拋負(fù)載條件下(輸入電壓高達(dá)40V時(shí))提供穩(wěn)定的8V輸出。
電感和電流檢測(cè)
圖3. MAX16952電感電流。
使用大電感可以降低電感電流峰值,提高降壓轉(zhuǎn)換器的效率;但也占用更大的電路板(PCB)面積,降低負(fù)載調(diào)整率。一種可以接受的折中方法是選擇適當(dāng)?shù)碾姼兄?,使LIR (電感AC電流峰-峰值與DC平均電流的比值) ≤ 0.3?;趫D3,利用下式計(jì)算:
(式9)
(式10)
(式11)
根據(jù)以上方程組,可以得到電感計(jì)算公式:
(式12)
由此,常規(guī)條件下(OUTA = 12V)滿足LIR ≤ 0.3的最小電感值為:
(式13)
選擇標(biāo)準(zhǔn)電感L2 = 2.2µH,LIR = 0.24,電感峰值電流為:
(式14)
當(dāng)測(cè)流電阻R20的電壓達(dá)到68mV (最小值)時(shí),達(dá)到電流上限。為了留出一定裕量,選擇檢流電阻時(shí),應(yīng)使電感電流達(dá)到峰值(IPEAK)時(shí),檢流電阻的壓降是電流門限的60%:
(式15)
R20選擇為15mΩ標(biāo)準(zhǔn)電阻。
MAX15005的外圍元件
UVLO閾值
選擇MAX15005升壓轉(zhuǎn)換器外圍元件的第一步是確定UVLO閾值,通過選擇輸入IN、ON/OFF、GND之間的分壓電阻設(shè)定欠壓門限。本設(shè)計(jì)當(dāng)輸入電壓< 5V時(shí),關(guān)閉MAX15005,假設(shè)冷啟動(dòng)期間能夠保持在較高電壓。選擇R5 = 100kΩ,利用下式計(jì)算R4:
(式16)
R4選擇為300kΩ標(biāo)準(zhǔn)電阻。
過壓輸入(OVI)
按照前面有關(guān)MAX16952的討論,OUTA不能低于11.11V,以保持MAX16952的最小壓差要求。考慮到該電壓閾值,以及L1、D2產(chǎn)生的壓降,MAX1005必須在輸入電壓低于11.5V時(shí)開啟。而為了優(yōu)化效率,正常輸入電壓(IN=12V)下,MAX15005必須關(guān)閉。
為了達(dá)到這一目的,利用IN、OVI、GND引腳之間的分壓電阻設(shè)置過壓門限,正確開啟或關(guān)閉MAX15005。MAX15005在OVI引腳電壓超過1.228V閾值時(shí)關(guān)閉,OVI引腳電壓比1.228V閾值電壓低125mV時(shí),再次開啟。選擇低邊電阻R2 = 20kΩ,考慮到在輸入電壓高于11.6V時(shí)MAX15005關(guān)斷,按照下式選擇R1:
(式17)
選擇R1為170kΩ標(biāo)準(zhǔn)電阻,則當(dāng)主電源超出11.67V時(shí)關(guān)斷MAX15005,相對(duì)于常規(guī)電壓12V,預(yù)留330mV的裕量??紤]到OVI比較器的滯回,可以按照下式估算電壓下限,即當(dāng)主電源電壓下降到下式?jīng)Q定的數(shù)值時(shí)開啟MAX15005:
(式18)
由此可見,比較器的滯回過大,需要將主電源的電壓跌落門限調(diào)整到至少11.5V??梢栽贠VI引腳與SS引腳之間增加一個(gè)串聯(lián)電阻R3和肖特基二極管D1。當(dāng)關(guān)斷MAX15005時(shí),SS引腳在內(nèi)部接地,使得R3與R2并聯(lián),從而減小滯回。選擇R3 = 180kΩ,忽略二極管壓降,則可得到新的電壓跌落閾值:
(式19)
按照這一配置,可以得到所要求的開啟/關(guān)閉MAX15005的輸入電壓閾值。另一方法可以使用外部比較器監(jiān)測(cè)主電壓,用其直接驅(qū)動(dòng)OVI引腳。
輸出電壓
圖4. MAX15005電感電流。
為了維持2MHz的開關(guān)頻率,須注意tON最小值為170ns (參見MAX15005數(shù)據(jù)資料)。最小tON對(duì)應(yīng)于34%的最小占空比(2MHz開關(guān)頻率下),這限制了MAX15005的最小穩(wěn)壓輸出。估算電壓閾值時(shí),有必要考慮boost穩(wěn)壓器的占空比公式:
(式20)
當(dāng)輸入電壓VIN達(dá)到最大值11.67V時(shí),對(duì)應(yīng)于最小占空比,且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小穩(wěn)壓輸出:
(式21)
計(jì)算考慮了最小占空比、最大輸入電壓條件,假設(shè)D2壓降為0.3V,忽略NMOS管N1上的壓降。由此,MAX15005必須將輸出電壓穩(wěn)定在17.38V以上,以保證任何條件下維持2MHz的開關(guān)頻率。
選擇低邊反饋電阻R13 = 10kΩ,計(jì)算高邊反饋電阻R14:
(式22)
其中,VFB(MIN) = 1.215V。
最后,選擇R14 = 137kΩ (1%誤差),MAX15005最小穩(wěn)壓輸出為:
(式23)
可確保MAX15005始終工作在2MHz開關(guān)頻率。
假設(shè)MAX16952的輸出功率為20W (8V,2.5A)、效率為90%,MAX15005的輸出功率必須在至少22.3W??紤]到17.53V的穩(wěn)壓輸出,MAX15005的平均輸出電流為1.27A。如果MAX15005輸出電壓設(shè)置在更高值,則會(huì)降低輸出電流。D2可以選用低成本的肖特基二極管,輸出電容C7必須能夠支持MAX15005的穩(wěn)壓輸出。
同步和最大占空比
為了保證MAX15005開關(guān)頻率的外同步,外部時(shí)鐘頻率必須比內(nèi)部振蕩頻率高出至少102%。選擇R6 = 7kΩ、C4 = 100pF,MAX15005內(nèi)部振蕩頻率約為1MHz,外部同步時(shí)鐘頻率為2MHz。
當(dāng)SYNC輸入檢測(cè)到同步信號(hào)的上升沿時(shí),C4通過內(nèi)部1.33mA (典型值)電流源放電。該電容(RTCT引腳)電壓達(dá)到500mV時(shí),C4通過R6充電(R6連接在VREG5引腳),直到檢測(cè)到下一個(gè)同步信號(hào)的上升沿。放電時(shí)間(TDISCHARGE)決定了穩(wěn)壓器的最小關(guān)斷時(shí)間tOFF。如果時(shí)間小于160ms,則將最小tOFF鉗制在160ns。實(shí)際上,假設(shè)充電時(shí)間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns),RTCT電壓升至:
(式24)
考慮到放電電流為615µA¹,在RTCT引腳增加的放電時(shí)間為:
(式25)
最小tOFF = 160ns對(duì)應(yīng)的最大占空比為68%。當(dāng)最大占空比受限制時(shí)(輸入電壓較低,這里為5V),根據(jù)boost占空比公式(式20),MAX15005在OUTA端能夠提供的最大穩(wěn)定電壓是:
(式26)
此電壓確保MAX16952在超出電壓跌落條件限制時(shí)仍可正常工作。
電感選擇
合理選擇電感值,以滿足boost轉(zhuǎn)換器的最小輸出電流要求。為保證穩(wěn)壓器始終工作在連續(xù)模式,最小電感值為:
(式27)
此設(shè)計(jì)中,最差工作條件發(fā)生在VIN的最大輸入電壓(11.67V)下,對(duì)應(yīng)占空比為37%。
配合8V、最小輸出電流為1A、效率為90%的buck轉(zhuǎn)換器工作時(shí),boost轉(zhuǎn)換器的最小輸出功率為9.44W,對(duì)應(yīng)的最小輸出電流IOUTA(MIN)為538mA。綜合這些因素,根據(jù)前面的公式計(jì)算得到1.32µH電感值。此設(shè)計(jì)中選擇L1 = 2.2µH。
電流檢測(cè)
MAX15005在檢流電阻的電壓達(dá)到305mV時(shí)觸發(fā)電流限制。因此,為了合理選擇檢流電阻,需首先計(jì)算boost電感的峰值電流:
(式28)
輸入電壓處于最小值時(shí)達(dá)到電感峰值電流,本應(yīng)用中最小輸入為5V,最大占空比為68%。按照之前的計(jì)算,boost輸出電壓(OUTA引腳)為15.23V,需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最惡劣的工作情況對(duì)應(yīng)于電感電流峰值達(dá)到4.95A時(shí),留出適當(dāng)?shù)脑A浚x擇檢流電阻使得電感電流達(dá)到峰值時(shí),壓降為200mV:
(式29)
選擇:R10 = 40MΩ。
實(shí)驗(yàn)室測(cè)試
冷啟動(dòng)測(cè)試
在實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行冷啟動(dòng)測(cè)試,在10ms內(nèi)將主電源輸入(IN)從12V降到7V。如曲線圖1所示,當(dāng)輸入電壓降低時(shí),MAX15005開始將OUTA充電至17.5V,以保證OUTB輸出8V。另外,當(dāng)輸入電壓恢復(fù)到正常電壓時(shí),MAX15005停止工作,OUTA輸出電壓降到正常的IN輸入水平,在D2和L1上有較小壓降。每次測(cè)試都基于2.5A的OUTB輸出。
曲線圖1
曲線圖2和曲線圖3分別描述了冷啟動(dòng)下降和上升階段的狀況。
曲線圖2
曲線圖3
頻域分析
基于示波器的FFT分析工具,冷啟動(dòng)下MAX16952開關(guān)節(jié)點(diǎn)LX_BUCK引腳的電壓頻譜如曲線圖4 (IN電壓下降階段)和曲線圖5 (IN電壓電壓上升階段)。注意到頻譜中包括2MHz頻率,相關(guān)諧波為直流分量。沒有低于2MHz的交流分量,避免對(duì)AM頻帶產(chǎn)生干擾。
曲線圖4
曲線圖5
對(duì)MAX15005開關(guān)節(jié)點(diǎn)LX_BOOST進(jìn)行同樣測(cè)試,用彩色表示2MHz頻率、諧波和直流分量,在AM頻帶具有極低噪聲。
曲線圖6
曲線圖7
電路優(yōu)化
為了優(yōu)化效率,可以在MAX15005不工作時(shí)旁路D2肖特基二極管。當(dāng)主電源處于正常電壓范圍時(shí),利用一個(gè)N-MOSFET旁路D2。為降低電磁干擾,可以增加電阻(R8、R17、R18和R19)來降低在MOSFET柵極電壓的擺率,當(dāng)然,這會(huì)增大功耗,需要折中考慮。為了濾除MAX15005檢測(cè)電流的毛刺,增加由C6和R9組成的RC濾波器。也可以通過增加R7電阻—來降低MAX15005電流門限閾值,以降低檢流電阻R10的功耗。
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