【導讀】本設計指南分為三部分，將講解如何為電力電子應用中的功率開關器件選用合適的隔離柵極驅(qū)動器，并介紹實戰(zhàn)經(jīng)驗。上兩期分別講解了隔離式柵極驅(qū)動器的介紹與選型指南以及使用安森美(onsemi)隔離式柵極驅(qū)動器的電源、濾波設計與死區(qū)時間控制，本文為第三部分，將為大家?guī)碓O計中的要點和PCB布局指南。
設計驅(qū)動器VCC時，關于上電延遲有哪些注意事項？
對于所使用的驅(qū)動器，要設計一個高能效且快速的電路，啟動時間是一個重要因素。因此，啟動時間必須要短。但是，啟動時間受上電延遲的限制，上電延遲是指驅(qū)動器使能到首次柵極輸出的時間。同許多電路一樣，所用驅(qū)動器的最小上電延遲可以在數(shù)據(jù)表中找到，它用 tVPOR to OUT 來表示。
例如，安森美的隔離式柵極驅(qū)動器的 VCC 上電延遲時間典型值為 18μs。建議在驅(qū)動輸入信號之前留一些裕量，以確保驅(qū)動器 VCC 偏置電源完全激活。特別是對于 NCP51561 和 NCP51563，建議 VCC 上電延遲時間留有適當?shù)脑Ａ俊?/p>
例如，在任何 VCC POR 之后的初始啟動期間，VCC 上電時間至少需要 30μs 或以上，如圖 23 (B)所示。如果 VCCX 上電斜坡使得 VCCX 上升時間小于 tVPOR to OUT，并且 INx 引腳上有 PWM 信號，那么在 VCC 達到實際 UVLO 閾值之前，只要 VCCX 電源電壓超過預設 UVLO 閾值（例如 VCC=6 V），輸出就會開始切換，然后停止，直至達到 UVLO 電平，實驗結果如圖 1 所示。
圖1. VCC 上電時間小于 tVPOR to OUT 時的波形
圖2. VCC 上電延遲時間
NCP51560提供了修改VCC上電延遲時間的控制方法來解決圖24中顯示的問題。在柵極驅(qū)動器準備好提供適當?shù)妮敵鰻顟B(tài)之前，從VCC上電復位（POR）閾值到輸出有一個上電延遲時間，表示為tVPOR to OUT（例如典型值18μs）
圖3. VCC 上電延遲時間新概念
在 VCC 初始啟動時，如果 VCC 上電時間小于 tVPOR to OUT，那么在上電延遲時間之后，輸出就會開啟，如圖 4 所示。
但是，在 VCC 初始啟動時，如果 VCC 上電時間大于 tVPOR to OUT，那么當 VCC 電源電壓大于 UVLO 正閾值電壓時，輸出開啟，如圖 4 所示。
圖4. VCC 上電時間波形
共模瞬變抗擾度 (CMTI) 測試
圖 5 顯示了 CMTI 測試配置的簡化示意圖。
圖5. CMTI 測試簡化設置
CMTI 水平是能夠保持正確輸出的最大可持續(xù)共模電壓擺率。CMTI 適用于上升和下降共模電壓邊沿。CMTI 通過 GND 與 VSSA 和 VSSB 之間連接的瞬變發(fā)生器來測試。
例如，有些隔離式柵極驅(qū)動器的共模瞬變抗擾度很差。圖 6(a) 顯示了一個測試結果，輸出狀態(tài)在下降 dV/dt 斜坡中從高電平變?yōu)榈碗娖健?/p>
然而，安森美的大多數(shù)隔離式柵極驅(qū)動器具有高達 200 kV/μs 的共模瞬變抗擾度，如圖 6(b) 所示。
圖6. CMTI測試波形
輸出負載特性
隔離式柵極驅(qū)動器輸出信號取決于輸出負載（通常是N溝道MOSFET）的特性。驅(qū)動器輸出對于N溝道MOSFET負載的響應可以模擬為開關輸出電阻 (RSW)、印刷電路板走線的電感 (LTRACE)、串聯(lián)柵極電阻 (RGATE) 和柵源電容 (CGS)，如圖 7 所示。
圖7. MOSFET柵極驅(qū)動的RLC模型
RSW 為內(nèi)部隔離式柵極驅(qū)動器輸出的開關電阻，約為 1.4 Ω。RGATE 為 MOSFET 的固有柵極電阻加任何外部串聯(lián)電阻。
LTRACE 為印刷電路板走線的電感，其典型值為 5nH，或者若采用精心布局，從隔離式柵極驅(qū)動器輸出端到MOSFET柵極具有短而寬的連接時，這個值會更小。
以下公式定義了 RLC 電路的質(zhì)量因數(shù)Q，其表示柵極驅(qū)動器輸出端如何響應階躍變化。對于高阻尼輸出而言，Q小于1。添加串聯(lián)柵極電阻會抑制輸出響應。
圖 8 (A) 中的隔離式柵極驅(qū)動器輸出波形顯示輸出有少量振鈴，測試條件為：CGS 為 2nF，RSW 為 1.4Ω，RGATE 為 0，使用 15V 輸出電源。通過添加串聯(lián)柵極電阻可以減少輸出振鈴，從而抑制響應。
例如，建議添加一個大約 2Ω 至 5Ω 的串聯(lián)柵極電阻，使用 2nFCGS 和 5Ω 串聯(lián)電阻時的輸出波形如圖 8 (B) 所示。
圖8. 2nF負載電容的輸出波形
柵極驅(qū)動器功率損耗考量
● 估算柵極驅(qū)動器功率損耗
隔離式柵極驅(qū)動器給定通道的電源電流是電源電壓、開關頻率和輸出負載的函數(shù)。通常，柵極驅(qū)動總功率損耗 PGDRV 包括靜態(tài)功率損耗 PGDQ 和動態(tài)功率損耗 PGDSW。
自舉二極管損耗未包含在總損耗 PGDRV 中，本部分不予討論。第一個分量是靜態(tài)功率損耗 PGDQ，當以開關頻率工作時，它包括驅(qū)動器上的靜態(tài)功率損耗和驅(qū)動器本身的功耗。
PGDQ 是在給定的 VDD、VCCA/VCCB、開關頻率和環(huán)境溫度下于試驗臺上測得，OUTA 和 OUTB 不連接負載。
其中：IDD 和 ICC 是在電源電壓（VDD 和 VCC）和目標開關頻率下測得的電流。
第二個分量是在有負載電容情況下的動態(tài)運行損耗 PGDSW，驅(qū)動器在每個開關周期中為負載充電和放電。
例如，MOSFET 的柵極可以近似仿真為容性負載。
由于米勒電容 CGD 及其他非線性因素影響，對所驅(qū)動負載的近似保守估計通常是將給定 MOSFET 的標稱輸入電容 CISS 乘以 5 倍。
其中：CEST = Ciss × 5。fSW為開關頻率。
另外，使用柵極電荷可獲得更精確的 P 值。
其中：QG為開關器件的總柵極電荷，fSW為開關頻率。
因此，可以計算柵極驅(qū)動總功率損耗 PGDRV：
本例中，VDD=5V，VCC=25V，QG=50nC。當 INA 和 INB 從 0V 切換到 5V 且開關頻率為 250 kHz 時，每個電源上測得的電流為：IDD = 6.5 mA，ICCA = ICCB = 2.7 mA。
因此，總功率損耗 PGDRV 可以計算如下：
隔離式柵極驅(qū)動器輸出級的損耗 PGDO 是 PGDSW 的一部分。如果柵極驅(qū)動器外部電阻為 0，并且所有柵極驅(qū)動器損耗都消耗在隔離式柵極驅(qū)動器內(nèi)部，那么 PGDO 等于 PGDSW。
如果存在外部導通和關斷電阻，則柵極驅(qū)動器開關的內(nèi)部導通電阻和外部柵極電阻（RON 和 ROFF）共同產(chǎn)生此功耗。利用內(nèi)部柵極電阻與總串聯(lián)電阻的比值，可以計算隔離式柵極驅(qū)動芯片內(nèi)每個通道的損耗。
因此，柵極驅(qū)動器的總功耗 PGDRV 為：
估算結溫
芯片內(nèi)部的功耗乘以RθJA，便可估算隔離式柵極驅(qū)動器結溫比室溫高出多少度：
其中：RθJA 為結至空氣熱阻，可從數(shù)據(jù)表中的熱信息表獲得。
TC為隔離式柵極驅(qū)動IC的外殼頂部溫度，使用熱電偶或其他儀器測量。
ΨJT為結至頂部特性參數(shù)，可從數(shù)據(jù)表中的熱信息表獲得。
為使器件不超出額定溫度范圍，TJ不得超過125℃。
PCB 布局指南
隔離式柵極驅(qū)動器的邏輯接口不需要外部接口電路。
輸入和輸出電源引腳需要電源旁路電容，如圖 9 所示。
尤其是輸出電源引腳上的旁路電容必須避免使用過孔，或者必須使用多個過孔來降低旁路電感值。VDD 和 VCCA（或 VCCB）的電源旁路電容需要布置在盡可能靠近電源引腳的地方。
圖9. 推薦的電源旁路電容布局
為了改善設計的開關特性和效率，開始 PCB 布局之前應考慮以下事項。
● 元件放置
輸入/輸出走線應盡可能短。
最大限度地降低寄生電感和電容對布局的影響。（為保持較低的信號路徑電感，應避免使用過孔。）
VDD 和 VCCA（或 VCCB）的電源旁路電容以及柵極電阻需要布置在盡可能靠近柵極驅(qū)動器的地方。
柵極驅(qū)動器應盡可能靠近開關器件，以降低走線電感并避免輸出振鈴。
● 接地考量
在高速信號層下方應有一個實心接地平面。
VSSA 和 VSSB 引腳旁邊應有一個實心接地平面，并為 VSSA 和 VSSB 使用多個過孔，以降低寄生電感并使輸出信號上的振鈴最小。
● 高壓 (VISO) 考量
為確保初級側(cè)和次級側(cè)之間的隔離性能良好，對于窄體封裝和寬體封裝，驅(qū)動器件下方不應布置任何 PCB 走線或銅，如圖 10 和圖 11 所示。建議提供 PCB 切口以防止污染，避免損害隔離式柵極驅(qū)動器的隔離性能。
圖10.推薦的窄體封裝PCB布局
圖11. 推薦的寬體封裝PCB布局
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