第一講:混頻器的工作原理分析
第二講:三極管混頻器的電路組態(tài)及技術(shù)指標(biāo)
CMOS技術(shù)本身具有低價(jià)格、低功耗、易于集成的特點(diǎn),使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢(shì)發(fā)展,加之半導(dǎo)體工藝的進(jìn)步,基于CMOS技術(shù)的器件的工作頻率已能達(dá)到20GHz,并且完全可以與收發(fā)器后端電路實(shí)現(xiàn)單片集成,極大推動(dòng)了無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展。
混頻器利用器件的非線性特性來(lái)實(shí)現(xiàn)信號(hào)載波頻率的變化,產(chǎn)生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無(wú)線通信系統(tǒng)射頻前端的核心部分之一,其性能的好壞將直接影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。目前已有種類(lèi)繁多的全集成CMOS混頻器,本文采用TSMC的0.25μm CMOS管模型設(shè)計(jì)了一種有源Gilbert結(jié)構(gòu)雙平衡混頻器。根據(jù)在2.5GHz的射頻輸入下得到的仿真結(jié)果,該設(shè)計(jì)完全可以滿足802.11b/g/n與Bluetooth等無(wú)線通信的要求。
Gilbert單元結(jié)構(gòu)如圖1所示。這種結(jié)構(gòu)主要由開(kāi)關(guān)管(M1、M2、M3、M4)和跨導(dǎo)晶體管(M5、m6)組成。本振信號(hào)VLO從開(kāi)關(guān)管的柵極引入,射頻信號(hào)VRF加在具有固定偏置的跨導(dǎo)級(jí)差分對(duì)M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區(qū)),將VRF信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流信號(hào);M1~M4工作在近飽和狀態(tài),是兩對(duì)開(kāi)關(guān),由本振大信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)兩對(duì)管交替開(kāi)關(guān),達(dá)到混頻的目的;R1是電阻負(fù)載,通過(guò)負(fù)載電阻將混頻后的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)VIF輸出。
假設(shè)VRF的輸入信號(hào)為一正弦信號(hào):
跨導(dǎo)晶體管M5和M6的跨導(dǎo)為GM,并假定開(kāi)關(guān)對(duì)管M1~M4在VLO的驅(qū)動(dòng)下,處于理想開(kāi)關(guān)狀態(tài),M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷,由于該混頻電路的對(duì)稱(chēng)性,不再分別進(jìn)行討論。當(dāng)方波在正半周期,M1和M4導(dǎo)通時(shí),跨導(dǎo)晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為
根據(jù)式(4)的中頻輸出可以看出,輸出信號(hào)既不包含輸入射頻信號(hào)頻率分量,也不包含本振信號(hào)頻率分量,因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號(hào)饋通,因此具有極好的端口隔離度。另外,差分的射頻輸入信號(hào)也可以抑制射頻信號(hào)中的共模噪聲。但是需要補(bǔ)充說(shuō)明一點(diǎn),要使M1~M4成為理想的開(kāi)關(guān),輸入本振信號(hào)應(yīng)該是理想的方波,在低電平時(shí)MOS能夠完全關(guān)斷,源漏電阻Roff為無(wú)窮大;在高電平時(shí)能將MOS完全打開(kāi),導(dǎo)通電阻Ron近似為零,這種射頻方波信號(hào)在電路中很難實(shí)現(xiàn)。實(shí)際電路中驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的一般是幅度較大的正弦信號(hào)來(lái)替代。
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另外,電路中CMOS管溝道尺寸及相關(guān)參數(shù)有如下公式:
其中W/L為CMOS管溝道尺寸之比,μN為溝道載流子的遷移率,COX為單位面積的柵級(jí)電容,ID為漏電流,VGS為柵源間的電壓,VTH為MOS管的閾值電壓。
由式(5)可知,在開(kāi)關(guān)近似理想的狀態(tài)下,整個(gè)混頻器的增益只與跨導(dǎo)GM和負(fù)載電阻RL有關(guān),同時(shí),增益的線性度是由跨導(dǎo)電路的線性度決定的。但是,由于CMOS器件的跨導(dǎo)較小,故跨導(dǎo)大小的選取要受到實(shí)際電路模型的限制;而負(fù)載電阻會(huì)給整個(gè)電路引入熱噪聲,使噪聲系數(shù)的惡化,且過(guò)大的負(fù)載電阻也會(huì)使整個(gè)混頻器的工作電壓和功耗上升,所以RL不宜過(guò)大;而因此需通過(guò)選取適當(dāng)?shù)霓D(zhuǎn)換增益來(lái)對(duì)RL和GM進(jìn)行選取。開(kāi)關(guān)管M1~M4的溝道尺寸通過(guò)使柵極過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓VGS-VTH的值在0.1~0.3V之間時(shí)根據(jù)式(7)確定,而M5、M6的尺寸可通過(guò)GM和適當(dāng)?shù)穆╇娏鱅d,再根據(jù)式(6)來(lái)求得。故混頻器的設(shè)計(jì)中需要將轉(zhuǎn)換增益、線性度、噪聲系數(shù)、功耗等性能指標(biāo)之間進(jìn)行折中,來(lái)實(shí)現(xiàn)整體設(shè)計(jì)的最佳性能。
因此,為實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo),我們需先對(duì)若干參數(shù)的取值范圍進(jìn)行限定,再根據(jù)其余參數(shù)間的互相關(guān)系對(duì)它們的取值范圍進(jìn)行選取,最后通過(guò)仿真結(jié)果的比對(duì)來(lái)選定一組相對(duì)最優(yōu)參數(shù)。
通過(guò)參考相關(guān)設(shè)計(jì),先限定幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù):轉(zhuǎn)換增益需大于10dB,噪聲系數(shù)小于10,1dB壓縮點(diǎn)大于0dBm。通過(guò)利用ADS軟件仿真時(shí)的調(diào)諧功能(Tuning)。在這里再對(duì)其余參數(shù)的值進(jìn)行分段調(diào)整。通過(guò)多次優(yōu)化,最后選取M1~M4的溝道長(zhǎng)、寬為0.6μm、170μm,M5、M6的溝道長(zhǎng)、寬為0.6m、277μm,電流源取6mA,負(fù)載電阻為900Ω。設(shè)計(jì)時(shí)采用兩共柵的MOS管來(lái)實(shí)現(xiàn)恒流源,并在跨導(dǎo)源級(jí)加入反饋電阻Rf,這樣做可以使跨導(dǎo)變?yōu)樵瓉?lái)的1/(1+GMRf)倍。恒流源及反饋電阻部分電路如圖2所示。
圖2:恒流源及反饋電阻
2 仿真結(jié)果及分析
本次設(shè)計(jì)的混頻器的射頻信號(hào)輸入頻率范圍在2.4~2.5GHz。仿真時(shí)選取2.5GHz、-30dBm的射頻輸入信號(hào),2.25GHz、5dBm的本振信號(hào)作為示例,CMOS管采用基于TSMC(臺(tái)積電)的0.25μm工藝的Bsim3_Model的V3.1模型,使用Agilent公司的ADS2008進(jìn)行仿真,以下為仿真結(jié)果及分析。
圖3:混頻器輸出頻譜
圖3中m1所標(biāo)為中頻輸出譜線,根據(jù)輸入射頻輸入信號(hào)為-30dBm可以算出混頻器的轉(zhuǎn)換增益為10.975dB。m2是同為二階產(chǎn)物的和頻輸出分量,幅度是相當(dāng)高的,不過(guò)要去除也是較容易的,只需在輸出端接一低通或帶通濾波器將其濾除即可。
表1:?jiǎn)芜吋半p邊帶噪聲系數(shù)
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表1所列為混頻器單邊帶與雙邊帶噪聲系數(shù)。當(dāng)混頻器輸出有用信號(hào)只存在于本振信號(hào)的一側(cè),用單邊帶(SSB)噪聲系數(shù)來(lái)表征;與之相對(duì)應(yīng)的,若接收信號(hào)是均勻輻射譜,有用信號(hào)存在于兩個(gè)邊帶上,則需用雙邊帶(DSB)噪聲系數(shù)表示,在天文或遙感使用較多。由于鏡像噪聲的影響,單邊帶噪聲系數(shù)一般要高出3dB,故為了參數(shù)美觀,大部分混頻器在不做特殊說(shuō)明的情況下僅將雙邊帶噪聲系數(shù)標(biāo)示出來(lái),而實(shí)際應(yīng)用中大部分是需要單邊帶噪聲系數(shù)作為重要參考的,這是大家需要注意的。
圖4:本振功率與中頻輸出的關(guān)系
從圖4可以看出,正如前文所描述,由于用正弦信號(hào)替代理想方波信號(hào),必須在本振功率高到一定程度,開(kāi)關(guān)管工作于近似理想開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí),混頻器才能保持較穩(wěn)定的轉(zhuǎn)換增益。由圖可知當(dāng)本振信號(hào)大于-3dBm時(shí),轉(zhuǎn)換增益穩(wěn)定保持在10dB以上。
圖5所示是實(shí)際中頻輸出功率與理想輸出功率的差異。圖中直線為線性增益的延長(zhǎng)線,曲線為混頻器實(shí)際增益的輸出曲線。由圖中標(biāo)示可知,當(dāng)射頻輸入信號(hào)RF達(dá)到-8dBm時(shí),實(shí)際增益出現(xiàn)壓縮,此時(shí)中頻輸出功率1.2dBm左右。
圖5:1dB功率壓縮點(diǎn)
對(duì)于出現(xiàn)兩個(gè)頻率很相近的射頻信號(hào)RF1、RF2同時(shí)進(jìn)入混頻器和本振LO進(jìn)行混頻。由于混頻器為非線性器件,輸出頻譜中會(huì)包含多階產(chǎn)物,其中3階產(chǎn)物的頻率:ω3:ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)會(huì)出現(xiàn)輸出中頻附近,造成很大干擾,尤其出現(xiàn)射頻多路通信系統(tǒng)中將會(huì)是相當(dāng)嚴(yán)重的問(wèn)題。故仿真時(shí)用2.5GHz+50kHz的雙音功率源,圖6中m2標(biāo)示的為一根三階分量的譜線,經(jīng)仿真軟件計(jì)算得出的結(jié)果見(jiàn)表2。
圖6:雙音測(cè)試時(shí)的輸出頻譜
表2:雙音測(cè)試時(shí)得出的三階調(diào)試截止點(diǎn)
根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式,一般情況下三階調(diào)制截止點(diǎn)比1dB壓縮點(diǎn)高10dB左右,據(jù)此可驗(yàn)證仿真結(jié)果是否合理。
3 結(jié)束語(yǔ)
本文采用TSMC 0.25μm工藝CMOS設(shè)計(jì)了一種具有Gilbert結(jié)構(gòu)的有源雙平衡混頻器,在不增加電路復(fù)雜性的前提下,通過(guò)反饋電阻的引入及借助ADS軟件對(duì)元件及電路參數(shù)的適當(dāng)選取,使該混頻器的增益及線性度較文獻(xiàn)、均有明顯的改進(jìn),并可滿足當(dāng)前大部分無(wú)線通信的要求。
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