采用傳統(tǒng)方法解釋CTSD技術(shù)概念時(shí)，都是先理解離散時(shí)間∑-Δ (DTSD)調(diào)制器環(huán)路的基本原理，然后用等效的連續(xù)時(shí)間元件來替換離散時(shí)間環(huán)路元件。雖然通過這種方法可以深入了解∑-Δ功能，但我們的目標(biāo)是更直觀地了解精密CTSD ADC內(nèi)在優(yōu)勢的背后原因。首先，我們將概述一種逐步構(gòu)建CTSD調(diào)制器環(huán)路的方法，首先采用常見的閉環(huán)反相放大器配置，然后與ADC和DAC組合在一起。最后，我們將評估所構(gòu)建電路的基本∑-Δ功能。

 

第1步：回顧閉環(huán)反相放大器配置

 

CTSD ADC的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢是它提供一個(gè)易于驅(qū)動(dòng)的連續(xù)電阻輸入，而非傳統(tǒng)的前置開關(guān)電容采樣器。反相放大器電路具有類似的輸入阻抗概念，我們將其用作構(gòu)建CTSD調(diào)制器環(huán)路的起始模塊。

 

閉環(huán)運(yùn)算放大器配置一直是以高保真度復(fù)制模擬輸入的首選方法，圖1所示為其中一種常見的運(yùn)算放大器配置，稱為反相放大器配置。1衡量保真度的一個(gè)指標(biāo)是輸出與輸入增益的比值，采用∑-Δ術(shù)語表示，也稱為信號(hào)傳遞函數(shù)(STF)。確定影響STF的參數(shù)需要進(jìn)行電路分析。

 

圖1.采用反相放大器配置的閉環(huán)運(yùn)算放大器。

 

為了鞏固我們的數(shù)學(xué)知識(shí)，我們來回顧一下著名V_OUT ⁄V_IN的由來。首先，我們假設(shè)運(yùn)算放大器A的開環(huán)增益無窮大。根據(jù)這一假設(shè)，運(yùn)算放大器的負(fù)輸入V_n將處于地電位。在這里應(yīng)用基爾霍夫定律

 

 

將其映射到V_OUT和V_IN，我們得到增益或STF為

 

 

接下來，我們放棄不切實(shí)際的無限增益假設(shè)，在運(yùn)算放大器的有限增益A下重新推導(dǎo)STF，則STF如下式所示

 

 

在這里，教科書通常會(huì)描述每個(gè)參數(shù)R_IN、R_f和A的靈敏度。在本示例中，我們繼續(xù)構(gòu)建CTSD環(huán)路。

 

第2步：將離散部件引入放大器

 

我們的ADC信號(hào)鏈需要數(shù)字版本的V_IN。下一步，我們要在此電路中引入數(shù)字部件。我們沒有按傳統(tǒng)方式直接在輸入信號(hào)端放置一個(gè)采樣ADC，而是嘗試其他方法，在放大器輸出之后放置一個(gè)典型ADC器件來獲取數(shù)字信號(hào)數(shù)據(jù)。但是，ADC的輸出不能直接用作反饋，因?yàn)樗仨毷悄M電壓。因此，我們需要在ADC之后放置一個(gè)電壓數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)，如圖2所示。

 

圖2.在反相放大器配置中引入ADC和DAC。

 

采用ADC和DAC后，V_OUT仍能表示V_IN，但由于增加了數(shù)字部件，因此存在量化誤差。所以，從V_IN到V_OUT的信號(hào)流沒有變化。這里要注意的一點(diǎn)是，為了使環(huán)路功能相對于0 V保持對稱，并簡化數(shù)學(xué)推導(dǎo)，我們這樣選擇ADC和DAC的基準(zhǔn)電壓，如下所示

 

 

第3步：引入模擬累加器 — 積分器

 

圖2中的閉環(huán)配置是否穩(wěn)定？ADC和DAC均為在采樣時(shí)鐘MCLK下工作的離散元件。設(shè)計(jì)無延遲ADC或DAC一直是轉(zhuǎn)換器專家無法實(shí)現(xiàn)的夢想。由于這些環(huán)路元件采用時(shí)序控制，通常在一個(gè)時(shí)鐘沿進(jìn)行輸入采樣，在另一個(gè)時(shí)鐘沿進(jìn)行處理。因此，ADC和DAC組合輸出V_OUT（即圖2中的反饋）需要延遲1個(gè)時(shí)鐘周期后才可用。

 

這種反饋延遲對穩(wěn)定性有影響嗎？我們來看看V_IN是如何傳輸?shù)?。為簡化起見，我們假設(shè)V_IN = 1，R_IN = 1，R_f = 1，運(yùn)算放大器A的增益為100。在第一個(gè)時(shí)鐘周期，輸入電壓為1，DAC輸出反饋VOUT或V_OUTDAC為0，并且在下一個(gè)時(shí)鐘沿前不可用。當(dāng)我們跟蹤放大器和ADC的輸入和輸出反饋之間的誤差時(shí)，可以看到輸出一直呈指數(shù)增長，這在技術(shù)上稱為失控問題。

 

表1.時(shí)鐘沿采樣

 

這是因?yàn)锳DC輸入對放大器獲得的瞬時(shí)誤差產(chǎn)生的影響；也就是說，甚至在獲得反饋之前，就能確定ADC會(huì)產(chǎn)生這種影響，而這是我們不希望的。如果ADC影響累積的平均誤差數(shù)據(jù)，使得由于1個(gè)時(shí)鐘周期延遲反饋導(dǎo)致的誤差達(dá)到平均值，系統(tǒng)的輸出將受限。

 

積分器是平均累加器的等效模擬器件。環(huán)路增益仍然很高，但僅在低頻下很高，或者說在目標(biāo)頻率帶寬下很高。這確保ADC不會(huì)出現(xiàn)任何可能導(dǎo)致失控情況的瞬時(shí)誤差。因此，現(xiàn)在將環(huán)路中的放大器改為積分器后接ADC和DAC，如圖3a所示。

 

圖3.(a) 將積分器引入環(huán)路。(b) 重新布局環(huán)路，重點(diǎn)將DOUTADC作為輸出。

 

第4步：簡化反饋電阻

 

這里的目標(biāo)元件是D_OUTADC，我們來重新布局環(huán)路元件，重點(diǎn)是將D_OUTADC作為系統(tǒng)的輸出，如圖3b所示。接下來，我們來考慮DAC和Rf路徑的簡化。為此，我們先深入了解一下DAC。DAC的作用是將D_IN數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為與基準(zhǔn)電壓成比例的等效模擬電流或電壓。為了進(jìn)一步擴(kuò)大基準(zhǔn)電壓源連續(xù)性的優(yōu)勢，我們考慮采用一個(gè)基于梯形電阻的通用DAC架構(gòu)，該電阻對于基準(zhǔn)電壓源沒有開關(guān)負(fù)載。我們來看測溫電阻DAC，2根據(jù)等式5，它將D_IN轉(zhuǎn)換為DAC電流。

 

 

其中 V_REF = V_REFP – V_REFM，即DAC的總基準(zhǔn)電壓。

 

●    D_IN = 測溫代碼中的數(shù)字輸入

●    R_f = 反饋電阻；拆分為每個(gè)單位元件

●    N = 位數(shù)

 

 

圖4.通用測溫電阻DAC。

 

為了獲得電壓輸出，使用跨阻配置的運(yùn)算放大器進(jìn)行I至V轉(zhuǎn)換，3 如圖4所示。因此，

 

 

回到圖3b的離散環(huán)路，此V_OUTDAC再次通過反相放大器的反饋電阻被轉(zhuǎn)換回電流I_fb，即信號(hào)流為I_DAC → V_{OUTDA C} → I_fb。通過數(shù)學(xué)式表示為：

 

 

從上面的信號(hào)流和公式可以看出，將V_OUTDAC轉(zhuǎn)換為I_fb是一個(gè)冗余步驟，可以繞過。刪除冗余元件，并且為了簡單起見，將(V_REFP – V_REFM)表示為V_REF，我們來重新繪制環(huán)路，如圖5所示。

 

圖5.刪除冗余I至V轉(zhuǎn)換部分和反饋電阻。

 

瞧！我們構(gòu)建了一個(gè)一階Σ-Δ環(huán)路！將所有已知元件即反相放大器、ADC和DAC接在一起。

 

第5步：了解過采樣

 

至此我們掌握了CTSD環(huán)路的構(gòu)建，但尚未認(rèn)識(shí)到這個(gè)特殊環(huán)路的獨(dú)特之處。首先來了解過采樣。ADC數(shù)據(jù)僅在有足夠的采樣和數(shù)字化數(shù)據(jù)點(diǎn)來提取或解讀模擬信號(hào)信息時(shí)才有用。奈奎斯特準(zhǔn)則建議，為了忠實(shí)地重構(gòu)輸入信號(hào)，ADC的采樣頻率至少應(yīng)該是信號(hào)頻率的兩倍。如果我們在這個(gè)最低要求基礎(chǔ)上繼續(xù)增加更多的數(shù)據(jù)點(diǎn)，將會(huì)進(jìn)一步減少解讀誤差。遵循這一思路，在∑-Δ中選擇的采樣頻率要比建議的奈奎斯特頻率高得多，這稱為過采樣。過采樣4將總噪聲分散到更高的頻率范圍，有助于減少目標(biāo)頻帶中的量化噪聲，如圖6所示。

 

圖6.奈奎斯特采樣和過采樣之間的噪聲譜密度比較。

 

第6步：了解噪聲整形

 

當(dāng)∑-Δ專家使用噪聲傳遞函數(shù)(NTF)或噪聲整形等術(shù)語時(shí)，信號(hào)鏈設(shè)計(jì)人員不應(yīng)該感到迷茫，4我們的下一步將幫助他們直觀地了解∑-Δ轉(zhuǎn)換器特有的這些術(shù)語。我們來回顧一下簡單的反相放大器配置以及放大器輸出端產(chǎn)生的誤差Q_e，如圖7所示。

 

圖7.反相放大器配置中產(chǎn)生誤差。

 

此誤差在輸出端的貢獻(xiàn)因素可量化為

 

 

從數(shù)學(xué)公式可以看出，誤差Q_e由放大器的開環(huán)增益衰減，這再次表明了閉環(huán)的優(yōu)勢。

 

這種對閉環(huán)優(yōu)勢的理解可以延伸到CTSD環(huán)路中ADC的量化誤差Q_e，此誤差是由于積分器輸出端連續(xù)信號(hào)的數(shù)字化引起的，如圖8所示。

 

圖8.∑-Δ環(huán)路中產(chǎn)生量化誤差Qe。

 

我們現(xiàn)在可以直觀地得出結(jié)論，此Q_e可通過積分器衰減。積分器TF為|H_INTEG (f)|= 1/|s × RC| = 1/2πfRC，其相應(yīng)的頻域表示如圖9所示。其曲線等同于在低頻下具有高增益的低通濾波器曲線，增益隨頻率的增加呈線性減小。相應(yīng)地，Q_e的衰減變化與高通濾波器的表現(xiàn)類似。

 

圖9.積分器傳遞函數(shù)。

 

此衰減因數(shù)的數(shù)學(xué)表示是噪聲傳遞函數(shù)。讓我們暫時(shí)忽略ADC中的采樣器和DAC中的開關(guān)。NTF即V_OUTADC / Q_e可通過與反相放大器配置一樣的方式來評估，其在頻域中的變化曲線與高通濾波器曲線類似，如圖10所示。

 

 

在目標(biāo)頻帶中，量化噪聲被完全衰減并推至"與我們無關(guān)"的高頻。這就是所謂的噪聲整形。

 

圖10.沒有采樣器時(shí)的噪聲傳遞函數(shù)——具有高通濾波器曲線。

 

由于環(huán)路中有采樣器，量化噪聲整形類比保持不變。不同的是，NTF頻率響應(yīng)將在每個(gè)f_S倍數(shù)處復(fù)制圖像，如圖10所示，從而在采樣頻率的每個(gè)整數(shù)倍處產(chǎn)生陷波。

 

圖11.CTSD ADC的噪聲傳遞函數(shù)。

 

∑-Δ架構(gòu)的獨(dú)特之處在于，它將一個(gè)積分器和一個(gè)DAC環(huán)路放置在一個(gè)原始ADC（例如，4位ADC）周圍，通過過采樣和噪聲整形大幅減少目標(biāo)頻率帶寬中的量化噪聲，使這個(gè)原始ADC變成一個(gè)16位或24位精密ADC。

 

這些一階CTSD ADC的基本原理現(xiàn)在可以擴(kuò)展到任意階的調(diào)制器環(huán)路。采樣頻率、原始ADC規(guī)格和環(huán)路階數(shù)是受ADC性能要求驅(qū)動(dòng)的主要設(shè)計(jì)決策因素。

 

第7步：利用數(shù)字濾波器完成CTSD調(diào)制器

 

一般來講，在ADC信號(hào)鏈中，數(shù)字化數(shù)據(jù)由外部數(shù)字控制器進(jìn)行后處理，以提取任何信號(hào)信息。我們現(xiàn)在知道，在∑-Δ架構(gòu)中，將對信號(hào)進(jìn)行過采樣。如果將此過采樣數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)直接提供給外部控制器，就需要處理大量冗余數(shù)據(jù)。這會(huì)導(dǎo)致數(shù)字控制器設(shè)計(jì)中的功率和電路板空間成本開銷過大。因此，在數(shù)據(jù)提供給數(shù)字控制器之前，在不影響性能的情況下，應(yīng)有效地降低數(shù)據(jù)采樣。此過程稱為抽取，由數(shù)字抽取濾波器完成。圖11所示為具有片內(nèi)數(shù)字抽取濾波器的典型CTSD調(diào)制器。

 

圖12.(a) 從模擬輸入到數(shù)字輸出的CTSD ADC調(diào)制器環(huán)路的方框圖。(b) 調(diào)制器輸出端和數(shù)字濾波器輸出端的輸入信號(hào)的頻譜表示。

 

圖12b所示為帶內(nèi)模擬輸入信號(hào)的頻率響應(yīng)。在調(diào)制器的輸出端，我們看到對量化噪聲進(jìn)行噪聲整形后，目標(biāo)頻帶中的量化噪聲大幅降低。數(shù)字濾波器有助于衰減超出此目標(biāo)頻率帶寬的整形后噪聲，這樣最終的數(shù)字輸出DOUT將處于奈奎斯特采樣速率。

 

第8步：了解CTSD ADC的時(shí)鐘靈敏度

 

現(xiàn)在，我們知道CTSD ADC如何保持輸入信號(hào)的連續(xù)完整性，這大大簡化了信號(hào)鏈的設(shè)計(jì)。此架構(gòu)也有一些限制，主要是處理采樣時(shí)鐘MCLK。CTSD調(diào)制器環(huán)路的工作原理是累積I_IN和I_DAC之間的誤差電流。此積分值中的任何誤差都會(huì)導(dǎo)致環(huán)路中的ADC對此誤差進(jìn)行采樣，并在輸出中反映出來。對于我們的一階積分器環(huán)路，在恒定I_IN和I_DAC的T_s采樣時(shí)間段的積分值表示為

 

 

對于0輸入，會(huì)影響此積分誤差的參數(shù)包括

 

●    MCLK頻率：如等式10所示，如果MCLK頻率縮放，控制積分斜率的RC系數(shù)也需要重新調(diào)整以得到相同的積分值。這意味著CTSD調(diào)制器針對固定的MCLK時(shí)鐘頻率進(jìn)行調(diào)諧，無法支持變化的MCLK。

●    MCLK抖動(dòng)：DAC代碼以及I_DAC會(huì)改變每個(gè)時(shí)鐘時(shí)間段T_s。如果I_DAC時(shí)間段隨機(jī)改變，平均積分值就會(huì)不斷變化，如圖13所示。因此，采樣時(shí)鐘時(shí)間段中以抖動(dòng)形式出現(xiàn)的任何誤差都會(huì)影響調(diào)制器環(huán)路的性能。

 

圖13.CTSD調(diào)制器的時(shí)鐘靈敏度。

 

出于上述原因，CTSD ADC對MCLK的頻率和抖動(dòng)敏感。5但是，ADI已經(jīng)找到了解決這些誤差問題的方法。例如，生成精確的低抖動(dòng)MCLK并在系統(tǒng)中傳送到ADC的挑戰(zhàn)，可以通過在ADC附近使用一個(gè)低成本的本地晶體振蕩器來解決。固定采樣頻率周圍的誤差問題已通過使用創(chuàng)新的異步采樣速率轉(zhuǎn)換(ASRC)解決，該轉(zhuǎn)換無需考慮固定采樣MCLK，可以為數(shù)字控制器提供獨(dú)立可變的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)速率。本系列后續(xù)文章將詳細(xì)介紹更多相關(guān)信息。

 

第9步：瞧！一切準(zhǔn)備就緒，可以向伙伴們解釋CTSD概念了！

 

第1部分 強(qiáng)調(diào)了CTSD ADC的某些信號(hào)鏈優(yōu)勢，而第2部分重點(diǎn)介紹從第1步到第6步使用閉環(huán)運(yùn)算放大器配置概念構(gòu)建調(diào)制器環(huán)路的見解。圖11a也有助于我們看清這些優(yōu)勢。

 

CTSD ADC的輸入阻抗等同于反相放大器的輸入阻抗，它是電阻性的，且易于驅(qū)動(dòng)。通過使用創(chuàng)新技術(shù)，使得調(diào)制器環(huán)路的DAC所使用的基準(zhǔn)電壓源也成為電阻性。ADC的采樣器位于積分器之后，并非直接放在輸入端，從而可實(shí)現(xiàn)對目標(biāo)頻帶之外干擾源的固有混疊抑制。在本系列接下來的幾篇文章中，我們將深入探討這些優(yōu)勢及其對信號(hào)鏈的影響。在下一篇文章中，我們將首先介紹最獨(dú)特的優(yōu)勢：固有混疊抑制。敬請關(guān)注第3部分，了解固有混疊抑制及其使用一組新的測量和性能參數(shù)實(shí)現(xiàn)量化的詳細(xì)信息，這些參數(shù)首次通過基于CTSD架構(gòu)的AD4134引入。

 

參考電路

 

1 Hank Zumbahlen。 “微型教程MT-213：反相放大器.”ADI公司，2013年2月。

 

2 Walt Kester。 “MT-014教程：基本DAC架構(gòu)I：DAC串和溫度計(jì)（完全解碼）DAC.” ADI公司，2009年。

 

3 Luis Orozco。 “可編程增益跨阻放大器使光譜系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍達(dá)到最大.” 《模擬對話》，第47卷第2期，2013年5月。

 

4 Walt Kester。 “MT-022教程：ADC架構(gòu)III：Σ-Δ型ADC基礎(chǔ).” ADI公司，2009年。

 

5 Pawel Czapor。“Σ-Δ ADC時(shí)鐘——不只是抖動(dòng).” 模擬對話，第53卷第3期，2019年4月。

 

Pavan、Shanthi、Richard Schreier和Gabor C. Temes。 了解∑-?數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，第2版，2017年1月。

 

致謝

 

作者在此向Praveen Varma和Roberto Maurino致謝，感謝他們在以簡化方式解釋CTSD ADC技術(shù)方面提供的有益見解。

 

 

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