工業(yè)電機驅動的整個市場趨勢是對更高效率以及可靠性和穩(wěn)定性的要求不斷提高。有關增加絕緣柵極雙極性晶體管（IGBT）導通損耗的一些權衡取舍是：更高的 短路電流電平、更小的芯片尺寸，以及更低的熱容量和短路耐受時間。這凸顯了柵極驅動器電路以及過流檢測 和保護功能的重要性。以下內容討論了現(xiàn)代工業(yè)電機驅動中成功可靠地實現(xiàn)短路保護的問題，同時提供三相電機控制應用中隔離式柵極驅動器的實驗性示例。

　　工業(yè)環(huán)境中的短路有哪些？

　　工業(yè)電機驅動器的工作環(huán)境相對惡劣，可能出現(xiàn)高溫、交流線 路瞬變、機械過載、接線錯誤以及其它突發(fā)情況。其中有些事 件可能會導致較大的過流流入電機驅動器的功率電路中。圖1顯 示了三種典型的短路事件。

　　圖1. 工業(yè)電機驅動中的典型短路事件

　　它們是：

　　逆變器直通。這可能是由于不正確開啟其中一條逆變器橋臂 的兩個IGBT所導致的，而這種情況又可能是因為遭受了電磁 干擾或控制器故障。它也可能是因為臂上的其中一個IGBT磨 損/故障導致的，而正常的IGBT保持開關動作。

　　相對相短路。這可能是因為性能下降、溫度過高或過壓事件 導致電機繞組之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

　　相線對地短路。這同樣可能是因為性能下降、溫度過高或過 壓事件導致電機繞組和電機外殼之間發(fā)生絕緣擊穿所引起的。

　　一般而言，電機可在相對較長的時間內（毫秒到秒，具體取決于 電機尺寸和類型）吸收極高的電流；然而，IGBT——工業(yè)電機驅 動逆變器級的主要部分——短路耐受時間為微秒級。

　　IGBT短路耐受能力

　　IGBT短路耐受時間與其跨導或增益以及IGBT芯片熱容量有關。更 高的增益導致IGBT內的短路電流更高，因此顯然增益較低的IGBT 具有較低的短路電平。然而，較高增益同樣會導致較低的通態(tài) 導通損耗，因而必須作出權衡取舍。1 IGBT技術的發(fā)展正在促成增 加短路電流電平，但降低短路耐受時間這一趨勢。此外，技術 的進步導致使用芯片尺寸更小，2 縮小了模塊尺寸，但降低了熱 容量，以至耐受時間進一步縮短。另外，還與IGBT集電極-發(fā)射 極電壓有很大關系，因而工業(yè)驅動趨向更高直流總線電壓電平 的并行趨勢進一步縮減了短路耐受時間。過去，這一時間范圍 是10 μs，但近年來的趨勢是在往5 μs3 以及某些條件下低至1 μs方 向發(fā)展。4 此外，不同器件的短路耐受時間也有較大的不同，因 此對于IGBT保護電路而言，通常建議內建多于額定短路耐受時 間的額外裕量。

　　IGBT過流保護

　　無論出于財產損失還是安全方面的考量，針對過流條件的IGBT 保護都是系統(tǒng)可靠性的關鍵所在。IGBT并非是一種故障安全元 件，它們若出現(xiàn)故障則可能導致直流總線電容爆炸，并使整個驅動出現(xiàn)故障。5 過流保護一般通過電流測量或去飽和檢測來實 現(xiàn)。圖2顯示了這些技巧。對于電流測量而言，逆變器臂和相位 輸出都需要諸如分流電阻等測量器件，以便應付直通故障和電 機繞組故障。控制器和/或柵極驅動器中的快速執(zhí)行跳變電路必 須及時關斷IGBT，防止超出短路耐受時間。這種方法的最大好 處是它要求在每個逆變器臂上各配備兩個測量器件，并配備一 切相關的信號調理和隔離電路。只需在正直流總線線路和負直 流總線線路上添加分流電阻即可緩解這種情況。然而，在很多 情況下，驅動架構中要么存在臂分流電阻，要么存在相位分流 電阻，以便為電流控制環(huán)路服務，并提供電機過流保護；它們 同樣可能用于IGBT過流保護——前提是信號調理的響應時間足 夠快，可以在要求的短路耐受時間內保護IGBT。

　　圖2. IGBT過流保護技術示例

　　去飽和檢測利用IGBT本身作為電流測量元件。原理圖中的二極 管確保IGBT集電極-發(fā)射極電壓在導通期間僅受到檢測電路的監(jiān) 控；正常工作時，集電極-發(fā)射極電壓非常低（典型值為1 V至4 V）。 然而，如果發(fā)生短路事件，IGBT集電極電流上升到驅動IGBT退出 飽和區(qū)并進入線性工作區(qū)的電平。這導致集電極-發(fā)射極電壓快 速升高。上述正常電壓電平可用來表示存在短路，而去飽和跳 變閾值電平通常在7 V至9 V區(qū)域內。重要的是，去飽和還可表示 柵極-發(fā)射極電壓過低，且IGBT未完全驅動至飽和區(qū)。進行去飽 和檢測部署時需仔細，以防誤觸發(fā)。這尤其可能發(fā)生在IGBT尚 未完全進入飽和狀態(tài)時，從IGBT關斷狀態(tài)轉換到IGBT導通狀態(tài)期 間。消隱時間通常在開啟信號和去飽和檢測激活時刻之間，以 避免誤檢。通常還會加入電流源充電電容或RC濾波器，以便在 檢測機制中產生短暫的時間常數，過濾噪聲拾取導致的濾波器 雜散跳變。選擇這些濾波器元件時，需在噪聲抗擾度和IGBT短 路耐受時間內作出反應這兩者之間進行權衡。

　　檢測到IGBT過流后，進一步的挑戰(zhàn)便是關閉處于不正常高電流 電平狀態(tài)的IGBT。正常工作條件下，柵極驅動器設計為能夠盡 可能快速地關閉IGBT，以便最大程度降低開關損耗。這是通過 較低的驅動器阻抗和柵極驅動電阻來實現(xiàn)的。如果針對過流條 件施加同樣的柵極關斷速率，則集電極-發(fā)射極的di/dt將會大很 多，因為在較短的時間內電流變化較大。由于線焊和PCB走線 雜散電感導致的集電極-發(fā)射極電路寄生電感可能會使較大的過 壓電平瞬間到達IGBT（因為VLSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因此，在去飽 和事件發(fā)生期間，關斷IGBT時，提供阻抗較高的關斷路徑很重 要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過壓電平。

　　除了系統(tǒng)故障導致的短路，瞬時逆變器直通同樣會發(fā)生在正常 工作條件下。此時，IGBT導通要求IGBT驅動至飽和區(qū)域，在該區(qū)域中導通損耗最低。這通常意味著導通狀態(tài)時的柵極-發(fā)射極電 壓大于12 V。IGBT關斷要求IGBT驅動至工作截止區(qū)域，以便在高 端IGBT導通時成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通 過使IGBT柵極-發(fā)射極電壓下降至0 V實現(xiàn)該目標。但是，必須考 慮逆變器臂上低端晶體管導通時的副作用。導通時開關節(jié)點電 壓的快速變化導致容性感應電流流過低端IGBT寄生密勒柵極-集 電極電容（圖3中的CGC）。該電流流過低端柵極驅動器（圖3中的 ZDRIVER）關斷阻抗，在低端IGBT柵極發(fā)射極端創(chuàng)造出一個瞬變電壓 增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則 會導致低端IGBT的短暫導通，從而形成瞬態(tài)逆變器臂直通—— 因為兩個IGBT都短暫導通。這一般不會破壞IGBT，但卻能增加功 耗，影響可靠性。

　　圖3. 密勒感應逆變器直通

　　一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應導通問 題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅動器 隔離端接受雙極性電源的能力為感應電壓瞬變提供了額外的裕 量。例如，–7.5 V負電源軌表示需要大于8.5 V的感應電壓瞬變才 能感應雜散導通。 這足以防止雜散導通。另一種方法是在完成 關斷轉換后的一段時間內降低柵極驅動器電路的關斷阻抗。這 稱為米勒箝位電路。容性電流現(xiàn)在流經較低阻抗的電路，隨后 降低電壓瞬變的幅度。針對導通與關斷采用非對稱柵極電阻， 便可為開關速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅動器 功能都對整個系統(tǒng)的可靠性與效率有正面影響。

實驗示例

　　實驗設置采用三相逆變器，該逆變器由交流市電通過半波整流器供電。雖然系統(tǒng)最高可采用800 V的直流總線電壓，但本例中 的直流總線電壓為320 V。正常工作時，0.5 HP感應電機由開環(huán) V/Hz控制驅動。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF?？刂破鞑捎肁DI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合 信號處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調制器進行相位電流測量， 使用ADuM4135實現(xiàn)隔離式柵極驅動（它是一款磁性隔離式柵極驅 動器產品，集成去飽和檢測、米勒箝位和其它IGBT保護功能）。 在電機相位之間，或在電機相位和負直流總線之間手動開關短 路，進行短路測試。 本例中未測試短路至地。

　　控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit®6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺。

　　圖4. 實驗設置

　　圖5. ADI隔離式逆變器平臺搭配全功能IGBT柵極驅動器

　　實驗硬件中，通過多種方法實現(xiàn)IGBT過流和短路保護。它們分 別是： 直流總線電流檢測（逆變器直通故障） ；電機相位電流檢測（電機繞組故障） ； 柵極驅動器去飽和檢測（所有故障）。

　　對于直流總線電流檢測電路，必須加一個小型濾波器，避免誤 觸發(fā)，因為直流總線電流由于潛在的高噪聲電流而斷續(xù)。采用 具有3 μs時間常數的RC濾波器。檢測到過流后，其余有關IGBT關 斷的延遲是通過運算放大器、比較器、信號隔離器、ADSP-CM408F 中的跳變響應時間，以及柵極驅動器傳播延遲。這會額外增 加0.4 μs，使得故障至關斷的總時間延遲為3.4 μs——遠低于很 多IGBT的短路時間常數。類似的時序同樣適用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F處理器上集成式過載檢測sinc濾波器的電機相位 電流檢測。采用時間常數為3 μs左右的sinc濾波器可良好運作。8 在這種情況下，其余系統(tǒng)延遲的原因僅會是跳變信號內部路由 至PWM單元以及存在柵極驅動器傳播延遲，因為過載sinc濾波器 是處理器的內部元件。連同電流檢測電路或快速數字濾波器的 反應時間，無論使用何種方法，兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對實現(xiàn)有效的快速過流保護非常重要。圖6顯示了硬件跳 變信號、PWM輸出信號和其中一個逆變器臂的上方IGBT實際柵 極-發(fā)射極波形之間的延遲。圖中可以看到，IGBT開始關斷后的 總延遲約為100 ns。

　　圖6. 過流關斷時序延遲（通道1：柵極-發(fā)射極電壓10 V/div；通道2：來自 控制器的PWM信號5 V/div；通道3：低電平有效跳變信號5 V/div；100 ns/div）

　　柵極驅動器去飽和檢測比上文描述的過流檢測方法執(zhí)行速度快 得多，且對于限制短路電流所允許上升的上限很重要，從而提 升了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性，并超過了可以實現(xiàn)的水準，哪怕系統(tǒng) 帶有快速過流保護功能。這顯示在圖7中。當發(fā)生故障時，電 流快速上升——事實上，電流遠高于圖中所示，因為圖中以帶 寬限制20 A電流探針進行測量，僅供參考。去飽和電壓達到9 V 跳變電平，柵極驅動器開始關斷。顯然，短路的整個持續(xù)時間 不足400 ns。電流的長尾表示下方IGBT反并聯(lián)二極管中的續(xù)流導 致的感應電能。開啟時，去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和 檢測電動勢的一個例子，這是由于集電極-發(fā)射極電壓瞬態(tài)所導 致?？梢酝ㄟ^增加去飽和濾波器時間常數，從而增加額外的消 隱時間而消除。

　　圖8. IGBT短路關斷

　　圖8顯示了IGBT上的集電極-發(fā)射極電壓。由于去飽和保護期 間，關斷的阻抗較大，因此初始受控過沖約為320 VDC總線電壓 以上80 V。電流在下游反并聯(lián)二極管中流動，而電路寄生實際上 使得電壓過沖略高，最高約為420 V。

　　圖9. 開啟時的米勒 箝位 通道1：柵極-發(fā)射極電壓5 V/div；通道2：來自控 制器的PWM信號5 V/div；通道3：集電極-發(fā)射極電壓100 V/div；200 ns/div

　　圖9顯示了正常工作時，米勒箝位防止逆變器直通的價值。

　　小結

　　隨著IGBT的短路耐受時間下降至1 μs的水平，在極短的時間內檢 測并關斷過流和短路正變得越來越重要。工業(yè)電機驅動的可靠 性與IGBT保護電路有很大的關系。本文羅列了一些處理這個問 題的方法，并提供了實驗結果，強調了穩(wěn)定隔離式柵極驅動器 IC （比如ADI公司的ADuM4135）的價值。