中心議題：

• 開關(guān)電源功耗分析
• 提高待機(jī)效率的方法
• 電源降頻存在的問題

解決方案：

• 降低時(shí)鐘頻率
• 切斷啟動(dòng)電阻
• 切換工作模式

隨著能源效率和環(huán)保的日益重要，人們對(duì)開關(guān)電源待機(jī)效率期望越來越高，客戶要求電源制造商提供的電源產(chǎn)品能滿足BLUE ANGEL,ENERGY STAR, ENERGY 2000等綠色能源標(biāo)準(zhǔn)，而歐盟對(duì)開關(guān)電源的要求是：到2005年，額定功率為0.3W~15W，15W~50W和50W~75W的開關(guān)電源，待機(jī)功耗需 分別小于0.3W，0.5W和0.75W。

而目前大多數(shù)開關(guān)電源由額定負(fù)載轉(zhuǎn)入輕載和待機(jī)狀態(tài)時(shí)，電源效率急劇下降,待機(jī)效率不能滿足要求。這就給電源設(shè)計(jì)工程師們提出了新的挑戰(zhàn)。

開關(guān)電源功耗分析
　　
要減小開關(guān)電源待機(jī)損耗，提高待機(jī)效率，首先要分析開關(guān)電源損耗的構(gòu)成。以反激式電源為例，其工作損耗主要表現(xiàn)為：MOSFET導(dǎo)通損耗,MOSFET寄生電容損耗，開關(guān)交疊損耗，PWM控制器及其啟動(dòng)電阻損耗，輸出整流管損耗，箝位保護(hù)電路損耗，反饋電路損耗等。其中前三個(gè)損耗與頻率成正比關(guān)系，即與單位時(shí)間內(nèi)器件開關(guān)次數(shù)成正比。

在待機(jī)狀態(tài)，主電路電流較小，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間ton很小，電路工作在DCM模式，故相關(guān)的導(dǎo)通損耗，次級(jí)整流管損耗等較小，此時(shí)損耗主要由寄生電容損耗和開關(guān)交疊損耗和啟動(dòng)電阻損耗構(gòu)成。

提高待機(jī)效率的方法
　 　
根據(jù)損耗分析可知，切斷啟動(dòng)電阻，降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)次數(shù)可減小待機(jī)損耗，提高待機(jī)效率。具體的方法有：降低時(shí)鐘頻率；由高頻工作模式切換至低頻工 作模式，如準(zhǔn)諧振模式（Quasi Resonant，QR）切換至脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）, 脈寬調(diào)制切換至脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）；可控脈沖模式（Burst Mode）。

切斷啟動(dòng)電阻
　 　
對(duì)于反激式電源，啟動(dòng)后控制芯片由輔助繞組供電，啟動(dòng)電阻上壓降為300V左右。設(shè)啟動(dòng)電阻取值為47kΩ，消耗功率將近2W。要改善待機(jī)效率，必須在 啟動(dòng)后將該電阻通道切斷。TOPSWITCH，ICE2DS02G內(nèi)部設(shè)有專門的啟動(dòng)電路，可在啟動(dòng)后關(guān)閉該電阻。

若控制器沒有專門啟動(dòng)電路，也可在啟動(dòng) 電阻串接電容，其啟動(dòng)后的損耗可逐漸下降至零。缺點(diǎn)是電源不能自重啟，只有斷開輸入電壓，使電容放電后才能再次啟動(dòng)電路。而圖1所示的啟動(dòng)電路，則可避免 以上問題，而且該電路功耗僅為0.03W。不過電路增加了復(fù)雜度和成本。
                                          
                                              圖1 UC3842反激式電源啟動(dòng)電路

降低時(shí)鐘頻率
　　
時(shí)鐘頻率可平滑下降或突降。平滑下降就是當(dāng)反饋量超過某一閾值，通過特定模塊，實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘頻率的線性下降。POWER公司的 TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片內(nèi)置了這樣的模塊，能根據(jù)負(fù)載大小調(diào)節(jié)頻率，圖2所示是SG6848時(shí)鐘頻率與其反饋電流的關(guān)系。
                                    
                                       圖2　SG6848反饋電流與時(shí)鐘頻率的關(guān)系
[page]
　　突降實(shí)現(xiàn)方法如圖3：以UCC3895為例，當(dāng)電源處于正常負(fù)載狀態(tài)時(shí)，Q1導(dǎo)通，其時(shí)鐘周期為：

即開關(guān)頻率減小。開關(guān)損耗降為降頻前的 （小于1）倍。L5991和Infineon公司的CoolSetF2系列已經(jīng)集成了該功能。
                                                       

 切換工作模式

QR→PWM
　　
對(duì)于工作在高頻工作模式的開關(guān)電源，在待機(jī)時(shí)切換至低頻工作模式可減小待機(jī)損耗。例如，對(duì)于準(zhǔn)諧振式開關(guān)電源（工作頻率為幾百kHz到幾MHz），可在待機(jī)時(shí)切換至低頻的脈寬調(diào)制控制模式PWM（幾十kHz）。
　　
IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機(jī)效率的。圖4是IRIS4015構(gòu)成的反激式開關(guān)電源，重載時(shí)，輔助繞組電壓大，R1分壓大于0.6V，Q1導(dǎo)通，輔助準(zhǔn)諧振信號(hào)經(jīng)過D1,D2,R3,C2構(gòu)成的延時(shí)電路到達(dá)IRIS4015的FB腳，內(nèi)部比較器對(duì)該信號(hào)進(jìn)行比較，電路工作在準(zhǔn)諧振模式。當(dāng)電源處于輕載和待機(jī)時(shí)候，輔助繞組電壓較小，Q1關(guān)斷，諧振信號(hào)不能傳輸至FB端，F(xiàn)B電壓小于芯片內(nèi)部的一個(gè)門限電壓，不能觸發(fā)準(zhǔn)諧振模式，電路則工作在更低頻的脈寬調(diào)制控制模式。
                                           

                                        圖4由IRIS4015構(gòu)成的QR/PWM反激式電源電路

PWM→PFM
　　
對(duì)于額定功率時(shí)工作在PWM模式的開關(guān)電源，，也可以通過切換至PFM模式提高待機(jī)效率，即固定開通時(shí)間，調(diào)節(jié)關(guān)斷時(shí)間，負(fù)載越低，關(guān)斷時(shí)間越長(zhǎng)，工作頻率也越低。圖5是采用NS公司的LM2618控制的Buck轉(zhuǎn)換器電路和分別采用PWM和PFM控制方法的效率比較曲線。由圖可見，在輕載時(shí)采用PFM模式的電源效率明顯大于采用PWM模式時(shí)的效率，且負(fù)載越低，PFM效率優(yōu)勢(shì)越明顯。

將待機(jī)信號(hào)加在其PW/ PPM引腳上，在額定負(fù)載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當(dāng)負(fù)載低于某個(gè)閾值時(shí)，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實(shí)現(xiàn)PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機(jī)狀態(tài)時(shí)的電源效率。
　　
通過降低時(shí)鐘頻率和切換工作模式實(shí)現(xiàn)降低待機(jī)工作頻率，提高待機(jī)效率，可保持控制器一直在運(yùn)作，在整個(gè)負(fù)載范圍中，輸出都能被妥善的調(diào)節(jié)。即使負(fù)載從零激增至滿負(fù)載的情況下，能夠快速反應(yīng)，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內(nèi)。
                                                        [page]

可控脈沖模式（BurstMode）
　　
可控脈沖模式，也可稱為跳周期控制模式（SkipCycleMode）是指當(dāng)處于輕載或待機(jī)條件時(shí)，由周期比PWM控制器時(shí)鐘周期大的信號(hào)控制電路某一環(huán)節(jié)，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，如圖6所示。這樣即可實(shí)現(xiàn)恒定頻率下通過減小開關(guān)次數(shù)，增大占空比來提高輕載和待機(jī)的效率。該信號(hào)可以加在反饋通道，PWM信號(hào)輸出通道，PWM芯片的使能引腳（如LM2618,L6565）或者是芯片內(nèi)部模塊(如NCP1200，F(xiàn)SD200，L6565和TinySwitch系列芯片)。
                                         
                                                 圖6BurstMode控制信號(hào)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖

NCP1200的內(nèi)部跳周期模塊結(jié)構(gòu)見圖7，當(dāng)反饋檢測(cè)腳FB的電壓低于1.2V（該值可編程）時(shí)，跳周期比較器控制Q觸發(fā)器，使輸出關(guān)閉若干時(shí)鐘周期，也即跳過若干個(gè)周期，負(fù)載越輕，跳過的周期也越多。為免音頻噪音，只有在峰值電流降至某個(gè)設(shè)定值時(shí)，跳周期模式才有效。
                                    
                                              圖7NCP1200跳周期模塊結(jié)構(gòu)

而FSD200則是通過控制內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器實(shí)現(xiàn)可控脈沖模式，即將Vfo 腳的反饋電壓與0.6V/0.5V遲滯比較器比較，由比較結(jié)果控制門極驅(qū)動(dòng)輸出，其結(jié)構(gòu)可見圖8。我們可根據(jù)此原理用分立元件實(shí)現(xiàn)普通芯片的BurstMode功能，即檢測(cè)次級(jí)電壓判斷電源是否處于待機(jī)狀態(tài)，通過遲滯比較器，控制芯片輸出，電路如圖9所示。
                                       



控制反饋通道是實(shí)現(xiàn)一般PWM控制器的可控脈沖模式的方法之一。其電路可見圖10

另外對(duì)于有使能腳的PWM控制器，如L6565等，用可控脈沖信號(hào)控制使能腳使控制芯片有效或失效，可以實(shí)現(xiàn)BurstMode，上述BurstSignal可由圖1中所示的遲滯比較器產(chǎn)生。

圖10控制反饋通道的BurstMode

存在的問題
　　
以上介紹的降頻和BurstMode方法在提高待機(jī)效率的同時(shí)，也帶來一些問題，首先是頻率降低導(dǎo)致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20kHz以內(nèi)，可能有音頻噪音。而在BurstMode的OFF時(shí)期內(nèi)，如果負(fù)載激增，輸出電壓會(huì)大大降低，如果輸出電容不夠大，電壓甚至可能降低至零。如果增大輸出電容，以減小輸出電壓紋波，則會(huì)導(dǎo)致成本增加，并會(huì)影響系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。因此必須綜合考慮。